多谢邀请说实在不给出电路图囷电流电压示意图,仅凭着一张电流电压波形图很难猜测不过看小标题既然软开关概念,我觉得应该是讲软开关实现原理我才学电力電子不过两三年,响应老带新新带萌的口号,我觉得我作为一名电力电子新手也能带带萌萌哒的题主同时分享一下我对软开关(Soft Switching)技術的认识。当然这种浅显的科普材料肯定有不少谬误欢迎大家指正。
首先我们来解释楼主问题为什么在Vce下降前ic就开始上升了呢?
这里僦用MOSFET代替BJT了所以ids = ic,Vds=VceCoss也就是Cds代表输出电容。简单来说就是当mos管经典开关电路一开始导通时输出电容Coss还保持Vds电压随着Ids电流越来越大,Vds电壓终于保持不住开始下降。直到管子完全开启比较详细的开启过程是由Miller Plateau造成的,这里借用了网上一些解释Miller Plateau的图如果有不清楚的就请見谅了。
阶段2Vgs > Vth,管子开启Ids从0增加到iL被外部电流源电感钳住,Coss(Cds)上电压不能突变保持Vds。
阶段4Vd下降到接近0点,ig继续给ig充电Cgs和Cgd充电
阶段5,Vg到达gate driver预定的电压管子开启过程完成。
关断过程和开启过程类似也会有Miller plateau效应。
我们可以看到如果如果mos管经典开关电路开启时VDS上有原始电压,那么MOS开启过程中就会有Ids和Vds的重叠那么会带来Switching Loss。由于Coss上的能量在极短时间内被释放电容上能量会损失掉(换算为Loss为0.5*Coss*Vds^2*fs),而且只偠是非零电压开启(Non Zero Voltage Switching)会给PCB和MOS的寄生电感与电容形成的谐振腔(resonant tank)引入比较大的dv/dt或者di/dt激励,引起比较大的ringing甚至超过管子的额定电压,燒毁管子
那么我们可以避免这种情况的发生吗?答案是可以的也就是很多人提到的Zero Voltage Switching,虽然会付出一定的代价我们先看如何能实现软開关开启Zero Voltage Switching Turn on。
on了呢我们就看上管Q1开启过程。如果电感电流iL为负这时候我们先关闭Q2,这时候Q1还未开启在这个deadtime中iL会charge Q2的Coss,使Vsw抬高到Vin当然不能超过Vin,因为Q1的body diode会导通钳位住Vsw到Vin,这时候Q1的Vds就是Vin-Vsw=0这时候我们开启Q1就实现ZVS了。同理对于Q2开启时如果电感电流为正,那么当我们首先关閉Q1管时Vsw就会被电感电流拉低到0,因为iL>0, Q2的Coss会discharged到0然后我们再开启Q2,就可以达到ZVS了这里我有一张其他Topology的PWM converter的波形图,也和buck工作原理类似大概可以看看基本原理,也就是电感电流为负时Q1可以实现ZVS,让Vsw的ringing比较小而当电感电流为正时,实现不了ZVSVsw的ringing就比较大了。
到底为多少deadtime為多少可以保证ZVS?
ZVS buck converters我们是可以画出state plane,然后根据state plane图的几何关系定量分析出来的但是非常繁琐,常常是七八个三角函数等式求解所以我個人愚见,在设计上就让开关频率小点,电感值小点让电感电流ripple足够大,能达到负值就差不多了对于resonant
converter,倒是可以简单地通过积分方法算出i与t的积分,让这个it积分大于Coss上的charge就行比如已知impedance,算出V与I的phase shift然后换算成时间td,然后在td上对电感电流进行积分只要这个积分大於等于Coss*Vin就行了。
loss)变大所以我们是牺牲了conduction loss换取switching loss和小ringing。而且如果输出电流越大我们需要实现ZVS的难度更大,需要进一步增大ripple造成RMS电流进┅步增大,很有可能得不偿失造成converter整体效率下降。对于resonant
原创不易虽然只是soft switching的科普材料介绍,但也希望对一些电路萌新玩家有些帮助請勿转载,谢谢
当5V存在时Q1导通Q2截止,复那么Q3截止反之,Q1截止Q2导通Q导通;
另外给個技制巧点的方法(查了下Q3手册),只是担心Q3导通不够完全你去试试吧;
在你原电路图中,发射极上再串联个电阻如图,其他不变目的是提升G点电压,使源知栅电压小于夹断电压从而使得控制端输入5V时,场效应管道截止输入0V时导通:
你这个电路,在USB5V为知5V时VPP自然是關断不了的因为Q9的PNP管子仍然导通,应该把Q9从PNP管子改为NPN才可以型号可以用3904。
这里给一道个原理图作为分析和参考:
带软开启功能的mos管经典开关电路电源开关电路
具体分回析见《》弄清楚原理之后,就可以自己改动答和设计啦
三极管使用时除非B脚是脉冲,否则都起不到開
关的作用(包括复合管)想达到理想的开关,B极电压只有和E极(PNPNPN时为C脚)相等,才可以起到开关作用这个电路将3906的E脚和C脚串
联于R24箌6402的1脚可以达到设计目的,但是需要减少R24阻值
和加一个电阻在6402的1脚到地之间防止误动作(1:10的比例应该可以)。我猜的你试试也许有用。
很久没玩mos管经典开关电路了,凭记忆回答,算抛砖引玉吧
印象中mos管经典开关电路的栅极要有8-9v才能导通,而这时Q9的B极也有8v左右的电压,要使Q9截止,USB当嘫要
近9v才行了,该电路只要把Q9换成NPN即可,管脚对应:1-B,2-C,3-E,然后在USB端要加一限流
电阻,即保护了USB电源又保护了Q9的EB结,可取4.7-10k之间,这样,当USB有3-5v电压时Q9就导通
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电源IC直接驱动是我们最常用的驱動方式同时也是最简单的驱动方式,使用这种驱动方式应该注意几个参数以及这些参数的影响。第一查看一下电源IC手册,其最大驱動峰值电流因为不同芯片,驱动能力很多时候是不一样的第二,了解一下MOSFET的寄生电容如图1中C1、C2的值。如果C1、C2的值比较大mos管经典开關电路导通的需要的能量就比较大,如果电源IC没有比较大的驱动峰值电流那么管子导通的速度就比较慢。如果驱动能力不足上升沿可能出现高频振荡,即使把图
1中Rg减小也不能解决问题!IC驱动能力、MOS寄生电容大小、mos管经典开关电路开关速度等因素,都影响驱动电阻阻值嘚选择所以Rg并不能无限减小。 3、驱动电路加速mos管经典开关电路关断时间
关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压快速泄放,保证开关管能快速关断为使栅源极间电容电压的快速泄放,常在驱动电阻上并联一个电阻和一个二极管如图3所示,其中D1常用的是快恢複二极管这使关断时间减小,同时减小关断时的损耗Rg2是防止关断的时电流过大,把电源IC给烧掉 图4改进型加速MOS关断 在第二点介绍的图騰柱电路也有加快关断作用。当电源IC的驱动能力足够时对图 2中电路改进可以加速mos管经典开关电路关断时间,得到如图 4所示电路用三极管来泄放栅源极间电容电压是比较常见的。如果Q1的发射极没有电阻当PNP三极管导通时,栅源极间电容短接达到最短时间内把电荷放完,朂大限度减小关断时的交叉损耗与图3拓扑相比较,还有一个好处就是栅源极间电容上的电荷泄放时电流不经过电源IC,提高了可靠性4、驱动电路加速mos管经典开关电路关断时间 为了满足如图 5所示高端mos管经典开关电路的驱动,经常会采用变压器驱动有时为了满足安全隔离吔使用变压器驱动。其中R1目的是抑制PCB板上寄生的电感与C1形成LC振荡C1的目的是隔开直流,通过交流同时也能防止磁芯饱和。 除了以上驱动電路之外还有很多其它形式的驱动电路。对于各种各样的驱动电路并没有一种驱动电路是最好的只有结合具体应用,选择最合适的驱動
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