怎样利用PWM实现DAC电路设计
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本文为第三章：PWM 实现DAC 电路设计，内容包括：3.1 实现原理、3.2 电路设计、3.3 测试验证、3.4 参数总结。
本章导读：
当MCU 需要产生不同的模拟信号时，通常采用集成或独立的D/A 转换器实现。但是在要求低成本的场合，可以通过PWM 信号产生系统需要的直流和交流信号。
LPC824 内部有一个32 位PWM 定时器（SCTimer），它产生的PWM 信号搭配外围电路可实现高分辨率、低成本的DAC，比如，12 位DAC。
3.1 实现原理
&&& 3.1.1 PWM 信号时域分析
PWM（Pulse Width Modulation）是频率固定、占空比变化的数字信号，PWM 信号波形可以被分解为一个直流分量加上一个相同占空比，但平均幅度为零的新的方波，详见图3.1，由此可见，这个直流分量的幅度正比于PWM 波形的占空比。
图3.1 PWM 信号波形分解
如果使PWM 信号的占空比随时间改变，那么其直流分量随之改变，信号滤除交流分量后将输出幅度变化的模拟信号。因此通过改变PWM 信号的占空比，可以产生不同的模拟信号。这种技术称之为PWM DAC，其原理可以形象地用图3.2 表现出来。
图3.2 使用滤波器电路获取PWM 的直流成分
&&& 3.1.2 PWM 信号频域分析
从频域分析进一步得到PWM 方式DAC的数学表达式。PWM 信号的函数波形详见图3.3，p 表示PWM 信号的占空比(0&p&1)，T表示载波周期。图 3.3 是在不影响分析结果的前提下，移动函数波形的时间原点，使波形符合数学中的常规脉冲函数波形，以简化数学分析。
图 3.3 PWM 信号函数波形
根据傅里叶理论，任意周期波形都可以分解为无限个频率为其整数倍的谐波之和，周期函数f(t)的傅里叶级数展开结果如下：
如果令K 表示PWM 信号f(t)的幅度，代入公式(2)~(4)，f(t)的展开系数分别如下：
从展开式系数可以看到，直流分量A0 项等于PWM 波形幅度乘以PWM 波形占空比，这是所期望的D/A 转换输出结果。通过选择合适的占空比，可以获得0~K 之间的任意D/A转换输出电压。
交流分量An 项是一系列频率为PWM 信号载波频率整数倍的高频正弦谐波，对于D/A转换转换是不需要的成分。举个例子，如果PWM 载波频率为1MHz，那么交流分量将是1MHz、2MHz、3MHz 等等。此时经过一个截止频率为1MHz 的理想低通滤波器，除去1MHz 及以上交流谐波，只剩下可任意设置直流分量，就是所期望的DAC 功能，DAC 表达式如下：
3.2 电路设计
PWM 实现DAC 的本质是需要保留直流分量去除交流分量，电路设计主要根据DAC 的分辨率，设计幅频曲线陡峭的低通滤波器，将交流成分衰减至可接受的范围内。对比无源RC、无源LC 低通滤波，由运放组成的有源低通滤波器，元件体积小，容易实现高阶滤波器，并且低输出阻抗，不存在带负载能力问题，电路框图详见图 3.4。
图 3.4 PWM 实现DAC 电路框图
该电路由两个三阶低通滤波器级联形成六阶低通滤波器，用于衰减LPC824 输出PWM信号的高频成分，实现12 位分辨率DAC。
&&& 3.2.1 DAC 分辨率
分辨率是DAC 的重要参数，存在两个误差源影响PWM 方式DAC 分辨率。首先，PWM信号的占空比只能表示有限的分辨率。在PWM 定时器最高时钟固定的情况下，DAC 分辨率由PWM 信号载波频率决定。例如，期望产生载波频率100kHz 的PWM 信号，PWM 定时器时钟为100MHz，这个时基在每个PWM 载波周期之中，最多提供1000 个计数值，通过指定PWM 定时器的比较值，最多提供1000 个PWM 占空比分辨率。
第二个误差源是PWM 信号中不期望的谐波分量所产生的峰峰值纹波详见图 3.5，纹波峰值至少需小于1/2 个LSB，这两个误差源加在一起决定总的DAC 分辨率不确定性。
图 3.5 影响PWM 方式DAC 分辨率的误差源
改善第一个误差源占空比分辨率，容易想到降低PWM 载波频率。在前面例子中，将载波频率由100kHz 降低至50kHz，对于100MHz 的时钟，PWM 占空比分辨率增加至2000 个。然而，更低的载波频率也降低了公式（6）中不期望谐波部分的基波频率，一次谐波现在变为50kHz 而不是100kHz，如果硬件有源低通滤波器维持不变，其截止频率不变，更多交流成分将穿过滤波器，谐波纹波峰值增加，会导致第二误差源增加。
由此可见，根据确定的硬件滤波器来选择PWM 载波频率，在两个误差源PWM 占空比分辨率和谐波纹波之间存在矛盾。先确定载波频率，再设计滤波器，是使得分辨率不确定性最小的方法。对于LPC824 的PWM 外设，设计12 位DAC 的计算步骤详细介绍如下。
设定PWM 定时器时钟。LPC824 运行时钟高达30MHz，这里我们留出一些裕量，选择10MHz 时钟，周期为100ns。
设定PWM 信号载波频率。考虑将信号的周期设置为可以被4096 整除，这样可以保证步进值为一个整数，保证转换的准确性与简便性。
因此PWM 的载波周期设定在409600ns，这样在每次DAC 的数字代码步进1 时，只需要将高电平持续时间加100ns，即步进一个计数值即可。我们可以轻松地算出PWM 的载波频率为2.44KHz。
计算硬件低通滤波器所需的衰减倍数，PWM 信号的交流分量中，基波频率最低，当占空比为50%时，基波的幅度最大，若这种情况下滤波器能将基波幅度衰减至1/2LSB 之下，则在所有占空比情况下，都可以将PWM 信号的交流分量衰减至1/2LSB 以下。因此可根据50%占空比时的基波幅度，计算所需的衰减倍数。
首先需要将n=1 代入公式（6），得到基波的幅度An=1：
然后，计算使得基波幅度小于1/2LSB 的衰减倍数Afilter。
总结实现12 位DAC 分辨率的计算过程，LPC824 的PWM 时钟设置为10MHz，载波频率设置为2.44kHz，硬件低通滤波器需将2.44KHz 频率分量衰减74dB 以上。
&&& 3.2.2 有源低通滤波器
在PWM 实现DAC 应用中，带宽、阻带滚降速率是两个重要的滤波器性质。滤波器带宽定义为幅频响应等于0.707 倍时的频率。滤波器带宽直接揭示了最大信号带宽，即PWM 方式DAC 能够有效处理的最大信号频率。阻带滚降速率是高频部分幅频响应曲线的斜率。带宽、滚降速率共同决定滤波器输出端看到的谐波纹波幅度。
通常低通滤波器为-20dB 每十倍频程每阶滤波器，若低通滤波器带宽设置为载波频率的1/10 频程，即0.244KHz，衰减-74dB 至少需4 阶低通滤波器。综合考虑带宽、滤波器电路的复杂程度，低通滤波器带宽设定在200Hz，使用两级3 阶巴特沃斯低通滤波器级联形成6阶滤波器，详见图 3.6。
图 3.6 6 阶巴特沃斯有源低通滤波器电路
此滤波器电路的幅度曲线详见图 3.7，2.44kHz 频率成分衰减比例为100dB 左右，具有足够的裕量。如果只需用到10 位分辨率DAC，可只选择使用第一级滤波器。
图 3.7 6 阶有源低通滤波器幅频曲线
与LPC824 的ADC 信号输入滤波器类似，这里再次使用单运放的三阶滤波器电路拓扑，避免常规有源滤波器电路设计对运放的带宽要求。常规配置需要运放增益带宽积至少比输入信号的最高频率高5 到10 倍，否则当输入信号的频率成分高于增益带宽时，高频成分将直接馈通至输出。根据PWM 信号的最小占空比100ns，主要高频成分可达10MHz，需用到50M~100MHz 带宽的精密运放。这类宽带精密运放非常贵，有时相当于直接使用一个DAC芯片的成本。
而在图 3.6 中，使用3peak 公司增益带宽积仅为1MHz 的通用运放LMV358A 实现同样功能，使得滤波器的成本可接受。
3.3 测试验证
为验证所实现12 位PWM DAC 的有效性，特制作了实际的电路板进行测试，主要测试数据为DNL、INL、建立时间。
&&& 3.3.1 DNL
DNL 差分非线性定义为任意两个连续数字代码所输出步进电压的实测值与理想值之差。理想DAC 的步进电压为，每次严格步进一个LSB（DNL=0）。
在DAC 输入数字代码范围内，取若干点的DNL 测试验证（1LSB=3.3V/212=0.81mV），数据详见表 3.1。可以看出，DNL 最大值为0.02 个LSB。
表 3.1 PWM DAC 的DNL 测试数据
&&& 3.3.2 INL
INL 积分非线性是表征DAC 精度的一个重要参数。在DAC 的全量程范围内，设置输入数字代码从小至到大，依次等间距输出一系列电压值，可以线性拟合出一条最贴近这些电压值的直线。理想情况下，DAC 是线性的，这些电压值应该全部落在该直线上。实际输出电压值与拟合直线的偏离程度，则表征了DAC 的非线性。
INL 测试数据详见表 3.2，从表中数据可以看出，INL 最大值为1 个LSB。
表 3.2 PWM DAC 的INL 测试数据
&&& 3.3.3 建立时间
建立时间是指从发出更新输出值的命令，到DAC 输出电压建立到最终值误差范围之内的时间间隔。建立时间受输出有源低通滤波器的带宽等参数影响，测试波形详见图 3.8。
图 3.8 PWM DAC 输出建立时间测试
从上图可以看出，建立时间&DX 约为10ms。
3.4 参数总结
总结精度指标测试值详见表 3.3，用作对比的AD5623 是常见的独立12 位DAC 芯片。
表 3.3 PWM DAC 精度参数
表中数据表明，LPC824 的PWM 外设结合本电路所实现DAC 有非常好的差分非线性（DNL）、线性度（INL），与独立DAC 芯片基本一致。但建立时间慢，因此适合于输出低频、高精度的模拟信号。
原文标题：周立功：PWM 实现DAC 电路设计
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> 基于AD9951射频正弦波信号发生器的设计
基于AD9951射频正弦波信号发生器的设计
　　1 引言　　现代通信技术、雷达技术、电子测量以及一些光电应用领域都要求高精度、高稳定度、高分辨率的射频信号。有别于传统的模拟射频振荡器方式，(Direct Digital Synthesizer)有着显著的优点：频率稳定度高、频率精度高、易于控制。　　2 系统工作原理　　直接数字合成技术(DDS)是一种有别于传统模拟正弦信号发生技术的全新数字控制技术，其基本原理如图1所示。　　信号y=sinωt是一个非线性函数。要直接合成一个信号，首先应将函数y=sinx进行数字量化，然后以x为地址，以y为量化数据，依次存人波形存储器。DDS使用相位累加技术控制波形存储器的地址，在每一个基准时钟周期，都把一个相位增量加到相位累加器的当前结果。相位累加器的输出即为波形存储器的地址，根据相位累加器输出的地址，由波形存储器取出波形量化数据，经D／A转换器转换成模拟电流，再经运算放大器转换成模拟电压，通过改变相位增量即可改变DDS的输出频率值。　　采用直接数字合成技术(DDS)设计的信号发生器与传统信号源相比具有以下优点：　　(1)频率稳定度高其频率稳定度取决于所使用的参考频率源的稳定度，常见晶振的稳定度可达几个ppm量级；　　(2)频率精度高目前常见的DDS器件的频率分辨率可达32位；　　(3)易于控制直接通过数字接口就可以对频率、幅度、相位等进行控制。　　射频正弦波发生器系统的工作原理是基于DDS的信号产生方式，通过低通滤波器和放大器提高射频信号的频率特性和驱动能力，通过控制器和一些外围配套器件完成对DDS器件的接口控制。　　3 系统硬件设计　　该系统硬件设计主要包括直接数字合成器(DDS)、低通滤波器、增益可调放大器、控制器和电源。该系统结构框如图2所示。　　3．1 直接数字合成正弦波发生器　　根据系统设计指标，选用DDS器件，其内部时钟可达400 MHz，频率调节字为32位，14 bit的D／A转换器输出，具有较低的相位噪声和较高的动态范同，内部包含锁相环电路可实现×4～×20的倍频功能，通过SPI接口可以实现控制字和频率调整字的写入，实时调节信号频率和幅度。　　3．2 低通滤波器　　根据DDS的工作原理，直接产生的D／A转换器输出信号必然包括所要求的频率和其镜像频率以及谐波频率等，因此在输出端必须采用低通滤波器进行滤波，根据Nyquist原理，通常只有器件工作时钟频率一半以内带宽的频率不受镜像频率的影响。　　滤波器主要分为有源滤波器和无源滤波器。有源滤波器由于受放大器带宽和增益的限制，主要用于低频滤波器设计中：高频滤波器则主要使用无源滤波器。无源滤波器主要分为巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器和椭圆滤波器，图3对三者进行比较，由于椭圆滤波器在过渡区具有快得多的衰减速率，因此在该设计中选择椭圆滤波器。　　根据系统指标要求，在DDS器件后加入170 MHz椭圆低通滤波器，经GENESYS软件仿真，结果如图4所示。　　3．3 数字增益可调放大器　　采用数字控制增益、宽波段放大器MAX2055。器件内部由阻抗匹配网络、数控衰减器和放大单元组成。其频率范嗣为30～300 MHz，-3～20 dB增益可调，并适用于50 Ω网络。通过B0～B4数字控制信号即可实现增益可调。　　3．4 控制器　　控制器主要实现与计算机的通讯，控制正弦波发生器的频率、幅度和放大器的数字增益。采用 与计算机进行通讯，可方便设定和读取当前频率值，输出功率控制大小。选用80C51微控制器P89LV51RD2，该器件包含64 KB Flash和1 KB的RAM，同时包含SPI、UART接口和丰富的I／O端口线。支持ISP(在线编程)，可方便地通过串口进行程序烧写。图5为控制器在整个系统中的功能框图。　　3．5 电源部分　　电源部分对各器件数字电源和模拟电源供电。　　4 系统测试和分析　　在完成系统设计和制作调试后对射频信号输出进行了性能测试。测量仪器型号为Anistu MS2034A，其频谱分辨率RBW为10 Hz，频率跨度span为200 kHz。DDS外部接石英晶振的频率为25 MHz(精度为10 ppm)，PLL为14，系统时钟为350 MHz，数字可编程放大器增益为18 dB。(注：该仪器绝对幅度精度功率电平(≥-50 dBm，≤-35 dB输入衰减，预关，10℃～55℃)：100kHz～≤10 MHz，±1．5 dB；&10 MHz～4 GHz，±1．25 dB)表l为各个设定频率点对应的实际测量频率值和功率值。　　从表1可看出：　　(1)信号功率特性 随着输出信号频率的提高，信号功率下降．大体趋势与sinc函数吻合，考虑到放大器和变压器的高频衰减以及分立元件的高频特性影响，可以看出测量值基本符合规律。　　(2)信号频率稳定 度输出频率的稳定度和精度主要由晶振稳定度和精度决定，该系统选用频率为25 MHz(精度为10 ppm)无源石英晶振，则对应输出信号的频率稳定度为f/25×10 ppm，可得频率稳定度优于50 ppm。可使用高精度高稳定度时钟参考源提高整个系统的射频信号输出频率精度和稳定度。　　(3)信号带宽通过Anistu MS2034，频谱分辨率RBW为10 Hz，频率跨度span为200 kHz的测量，可以从信号频谱图中发现信号输出频率约为几赫兹。　　5 结论　　设计一种基于DDS器件的射频正弦波信号发生器，通过设计、制作和调试，所得实验结果较好，随后进行分析，提出了改进意见。该系统对高性能的设计具有参考价值。
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微信公众号一TI 杯（四川赛区，陕西赛区，湖北赛区，江苏赛区） 2009 年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集德州仪器半导体技术（上海）有限公司大学计划部 I光伏并网发电模拟装置全国一等奖 西安电子科技大学 刘东林 何昊 郭世忠摘要 本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机 DA 产生与输入信号同频同相且幅值 可控的正弦波 ，作为 DC-AC 电路的输入参考信号，其中 DC-AC 电路采用 D 类功放中自激反 馈模型，利用负反馈的自激振荡产生 SPWM 波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采 集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在 30 欧额定负载下， 实测效率高达 89%，失真度极低。频率相位均能实现小于 1 秒的快速跟踪，跟踪后相差小于 0.9 度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。 关键词：锁相环；DC-AC；MPPT 一、 方案论证与比较 DC-AC 逆变方案比较： 方案一：用 DSP 或 FPGA 产生 SPWM 信号驱动半桥或全桥式 DC-AC 变换器，经输出 LC 滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于 SPWM 控制为开环，在功率电源和负载变化 时难以保证波形的失真度满足题目要求。 方案二：采用 D 类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所 需的 PWM 开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且 硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。 锁相锁频方案比较： 方案一：用高速 A/D 实时采集正弦参考信号 Uref 和输出电压的反馈信号，两者进 行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生 PWM 驱动信号，从而实现波形跟踪。此 方案对单片机和 A/D 的速度要求均比较高，系统软件开销很大。 方案二：利用锁相环的锁相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以 此时钟调整输入与输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设 计采用方案二。 最大功率点跟踪方案比较： 方案一：采用经典 MPPT 算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找 dP / dU 为零的点，即为最大功率点。 方案二：使用模糊逻辑控制(Fuzzy Logic Control)等现代 MPPT 跟踪方法。这类算 法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系 统开销很大，故未采用此方案。图1原理框图II在实际制作中，我们选用 CD4046 锁相环芯片，功率 MOS 管 IRF540 等性价比较高的 器件，采用基于 MSP430F169 单片机的经典控制算法，较为出色地完成了各项指标要求。 理论分析与参数计算 1.频率跟踪电路设计：图 2 锁相环电路框图 利用锁相环 CD4046 可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率 45-55Hz，经 256 倍频后为 11.52KHz-14.08KHz 信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用 DDS 原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为 D/A 输出的时钟，即可追踪输入信号的相位 和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的 DC-AC 逆变器作为输入， 输出电压就可以 与参考输入 Uref 同频同相。为保证快速锁定，需要调整 R1、R2、C1 的值使锁相环中心 频率稳定在 50Hz。 2.MPPT 最大功率点跟踪的实现： 本设计采用 MSP430F169 单片机，它有两路 D/A、8 路 A/D，可以轻松地实现连续的 电 压电流 采集 。单片 机由此 数据计 算出实 时功率 后根 据 MPPT 算 法自动 调整， 当 dP / dU ? 0 时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压 U 以提高功率，反之?则降低 U，最终达到 dP / dU ? 0 的最大功率点跟踪。 3.提高效率方法：?开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗和开关损耗；滤波 电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了 IRF540，其导通电阻 仅 为 77 毫欧，输 入结电容为 1700pF。在 带载额定电 流 1A 时，全桥 的静态功 耗2Pon ? 4 * I ? Ron ??0.308W 。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用，??因此电感要尽量减小内阻，并保留 1mm 磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻 ESR 较小的高频低阻类型，以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多 股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁氧体材料的磁芯以减小 其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。 4.滤波参数设计： 滤波电感使用直径 36mm 磁罐，加 1mm 磁隙，用 0.4mm 漆包线 5 股并绕 20 匝，实测 电感为 200uH 左右；为减小通带衰减，取截止频率为 5kHz,百百倍于基频，得 C=4.7uF。 为进一步减小正弦波谐波分量，又用 60uH 铁粉环电感与 0.68uF 电容进行了二次滤波， 最终效果比较理想。二、电路与程序设计III1.DC-AC 电路图5自振荡逆变器框图DC-AC 逆变器由自振荡原理的 D 类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生 幅度较弱的高频振荡叠加在工频信号上，经过比较器产生高频 SPWM 开关信号通过浮栅 驱动器驱动 MOS 管半桥。图 6 DC-AC 逆变器电路图由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由 R2 与 R4 的分压比决 定，而自振荡（产生的 SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际 中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为 28KHz 左右，保证输出电压在功率电 源 HVDC 范围内，比例放大系数选为 12。 这种逆变器自身闭环，整个电路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整 SPWM 的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。 在 本设计中，使用两 个上述的自振荡 逆变器构成平衡 桥式 (Balanced Transformer Less)DC-AC 变换器，以 LM393 作逆变的比较器，配合自带 死区的 IR21094 浮栅驱动器驱动 IRF540 功率 NMOS 管，获得了较高的效率和极低的失真 度。IV2.过流保护及自恢复电路图 7 过流保护电路 电流 I 在采样电阻上产生的电压经过 LM358 放大 10 倍后与参考电压比较，超过则 输出低电平，C7 经过二极管迅速放电，使#SD 信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向 单片机报警。同时 I 变小，运放 1 脚（如图 7）输出高电平，+5V 经过 R17 对 C7 充电， 经过一段时间达到浮栅驱动器的高电平门限时，再次打开场效应管。这样可以保证过流 时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故障消除后可自动恢复。 3.欠压报警指示，实时显示当前入口处 Ud 电压： 欠压时 MPPT 算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集 Ud 电压后在液晶上显 示，小于 25V 时报警。 4.控制电路与控制程序 在功率电源入口处用 470K:20K 金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则 由 40 毫欧电阻高端采样后经隔离差动放大器 HCPL7800 放大后再由仪表放大器 AD620 转换成 单端电压，送给 A/D 采样，其中 HCPL7800 和 AD620 带有 48 倍的增益，将电压放大到 2V 左 右，保证采样电流有足够的精度。 功 率 最 大 时 有 dP / dU ? d (UI ) / dU ? IdU / dU ??0 ， 可 得 UdI ?  IdU ， 令? ? ?? ? UdI ? U ( I ( k ?1)  (k)) ,  ?  ??I (U (k )  (k ? 1)) ，则当  ?? 时 认 I I U IdU U I U? ????为达到最大功率点。V图8 三、测试仪器经典控制算法流程数字示波器 TDS1002 ；4 位半数字万用表 VC9807A+ ；20M 数字信号源 RIGOL DG1022； 双路可跟踪直流稳定电源 HY1711； 四、测试方法与数据、结果分析 测试框图：图9 测试方法：测试流程1.最大功率点跟踪功能：在 60V 输入电压情况下，根据表 1 改变 R S 与 RL （30-36 欧） ， 记录电压表 2 与电压表 1 的示数。 2.频率相位跟踪功能：根据表 2 改变输入信号 Uref 从 45Hz 至 55Hz 步进，从示波器观 察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表 2 中。 3.效率：额定 RS = RL =30 欧时，记录电压表 1、2，电流表 1、2 的示数，效率 ＝U o ? I o / Ui ? I i 。??4.失真度：用示波器 FFT 观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。 测试数据：VI1、 RS（ ）RL （）USUd （V）（V）偏差(v) 0.1 0.12 0.16 0.1830 30 35.1 35.1 2、30 35.1 30 35.1 表160 60 60 60 最大功率点跟踪30.1 30.12 30.16 30.18fREF45 47 50 52 55 表2 3、fF44.99 47 50 52 55相差（度） 0.9 0.9 0.9 0.9 0.9频率相位跟踪Ud（V）30.12Id （A） 1.03 表3UO （ ）V 13.81IO （ ）A 2.02DC-AC 变换器效率计算效率得 ：???PinUin ? Iin? ? ? ?4、 输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶 P U ?I?100% ????????? ?100% ? 89.9193% 屏显示报警，除去短路后报警消失，电路恢复正常。 5、 输入欠压保护和自恢复功能：调节输入电压 Us，当电压表 2 显示电压低于 25V时液晶屏显示报警。再提高电源电压，报警消失，电路重新正常工作。五、 总结 本设计采用更少元件、更低成本的模拟方案实现频率相位跟踪、DC-AC 逆变、欠压、过 流自恢复保护等功能，通过精巧的模拟电路设计，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方 面远远超过指标要求，并且大大缓解了数字部分的逻辑负担。设计中所选的器件均具有相当 高的性价比，如 MSP430F169 微控制器，IRF540 功率管，IR21094 浮栅驱动器，对比传统的 DSP 光伏逆变方案，本作品更经济简洁，实用性更强。 参考文献 [1] 赵争鸣,刘建政等.太阳能光伏发电及其应用.北京:科学出版社,2008. [2] 孙肖子，邓建国，陈南等.电子设计指南.北京:高等教育出版社，2006. [3] 谢楷,赵建.MSP430 系列单片机系统工程设计与实践.北京:机械工业出版社,2009. 附录一VIIVDD 50V XSC1Ext Trig +A1 VCC 5V 1V4V D1 DIODE_VIRTUALA + __ B + _R1 1k U1 L1 27? H V1 700mVpk 1kHz 0° COMPARATOR_VIRTUAL R4 22k R2 V2 1V 24k R 3 1k NOT 1V4V C2 150pF U2 A2 D2 DIODE_VIRTUAL C1 680nF R5 1k图 1 自振荡 D 类放大器电路仿真原理图图 2 自振荡 D 类放大器电路仿真波形VIII光伏并网发电模拟装置全国一等奖 南京航空航天大学 崔益军 康传华 张京雷 摘 要 该设计装置模拟光伏并网发电，主要由主电路、控制电路、采样调理电路、驱动保护 电路、辅助电源以及显示电路等六部分组成。逆变器控制采用混合脉宽调制（HPWM）方式， 很 好地降 低了开关 损耗。系 统的数字 处理模块 采用了具 有高处理 速度、低 功耗的芯 片 TMS320F2812。采用 PI 控制策略进行逆变系统的控制，参数设置简单，易整定。系统能够实 现最大功率点的跟踪，具有欠压保护、过流保护以及相位跟踪等功能，并在过流、欠压故障 排除后能自动恢复正常状态。DC-AC 变换效率高达 88%，失真度只有 3%。 一、方案论证 1.逆变器主电路拓扑结构的选择 半桥电路（图 1）结构简单，但直流电压利用率低，桥臂输出波形谐波含量大，需要高 的开关频率和大的滤波器，且只适用于中小容量的场合。 全桥电路结构（图 2）相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍。开关管 所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活。此外全桥逆变电路由于桥臂输出电 压存在零电压的续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率下，可以获得更好的谐波控制。 故本设计中采用全桥逆变器的拓扑结构。图1逆变器半桥拓扑结构图2逆变器全桥拓扑结构2.逆变器系统主控器的选择 为了能够实现复杂的控制策略，提高系统抗干扰能力及可靠性，使系统具有优良的一致 性，方便系统升级等优点，逆变器采用全数字控制方式。在数字控制处理器的选择时需要充 分的考虑处理器运算处理能力，处理器字长、A/D 采样精度以及采样速度、通信接口等诸多 因素。综合考虑以上各方面因素后，逆变器数字控制器选用 TMS320F2812。 3.系统总体方案 电路框图，如图 3。IX图 3 总体电路框图 软件算法包括并网算法（采用 PI 调节） 、MPPT（实现最大功率点跟踪功能） 、驱动电路 算法（开关功率放大作用） ，以及软件保护算法（过流、欠压保护功能） 。 二、理论分析与计算 1.MPPT 的控制方法与参数计算 实现最大功率点跟踪（MPPT）功能，使得逆变 器输 入端 的输 入电 阻等 于稳 压电 源的 内阻 ，即 DC-AC 输入端电压 Ud 与直流稳压源 US 存在如下关 系：1 U ????U 2本设计采用扰动观察法实现 MPPT，算法流程如图， Up（k)、Ip(k)、P(k)分别为第 k 次采样的太阳能电池 输出电压、电流功率，  为两次采样的功率差， P 为产生的电压扰动量。 V2.同频、同相的控制方法 题目本意是将外界输入的正弦基准电压作为 电流给定，本设计对此功能做了进一步优化，可在 输入正弦信号畸变（实际电网电压存在波形不好的 情况）的情况下实现同频同相。实现方法如下：将 输入基准信号 uREF 通过图 5 电路转换为方波信号， 由 DSP 捕获其上升沿和下降沿，调整正弦表相位 图4 扰动观察法实现 MPPT 流程图 和输入基准信号一致；通过计数法计算输入方波信 号的周期，调整正弦表读数频率，实现频率锁定。X+15V C19 R34 20k VOF R38 10k R40 10k C28 0.1uF -15V LF353 6 5 0.1uF+15VC20 0.1uF+3.3V8U10 B 7 R39 10k 3 240k86U8 7 LM311 CAP_F410k R4741 5C32 0.1uF R35输输输输输输输输-15V图 5 输出电压频率捕获电路 3.提高效率的方法 提高转化效率的重要途径是在电路设计中减少损耗。设计中发现，双极性控制的正弦脉 宽调制（bipolar PWM）跟单极性控制的正弦脉宽调制（unipolar PWM） ，其功率管均以较高 的开关频率工作。虽然得到了较理想的输出正弦电压波形，但频率越高，损耗越高。 为了很好地将频率和损耗综合考虑，我们采用 HPWM（hybrid PWM）控制。它仍然属 于单极性控制方式，不同的是，工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥 臂的两只功率管工作在低频。两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的 正弦输出电压波形；另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而很大程度减小了 开关损耗，进而提高了效率。 4.滤波参数计算 为了保证滤波器的滤波效果，必须保证滤波器的转折频率远远大于基波频率，通常取滤 波器的转折频率为基波频率 5～10 倍，开关频率也为转折频率的 5～10 倍。确定了滤波器的 转折频率之后，只要在确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。 输出滤波电容的选取 本设计中输出交流电压的频率为 折频率一般取为(5～10)0为 50Hz，逆变器的开关频率为 25KHz，滤波器的转 用来滤除输出电压 的高次谐波。为了减少0，输出滤波电容0f输出功率的无功分量，一般选取cf≤0.2omax为宜，其中omax为满载时的输出电流。I omax ??2A因此滤波电容f值应满足下式：C ?由上式计算可得，输出低通滤波器的电容0.2 I 2 oUo ?ff值取小于 90uF。输出滤波电感的选取 由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率 5～10 倍，并在确定输出滤波电容的基础 上，可以选择输出滤波电感 Lf 的值：XILf ?1 (2 o ) C Nf?f其中，N 代表转折频率的倍数，一般取 5～10。这里取 N=10，综合电感体积等因素， 确定电感f值约为 2mH。经 SABER 仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容f2值为40uF，电感f值为 300uH。三、电路与程序设计 1.DC-AC 主回路与器件选择 主回路的核心芯片选择为 TI 公司的 TMS320F2812，其工作频率可至 150MHz，内建 16 路 12.5MSPS 的 12 位 ADC 和分辨率细至 150pS 的 16 路 HRPWM 模块，非常适合用作数字电源， 电机控制等需要闭环控制和数字信号处理的场合，同时其内建的 SPI,I2C,CAN 接口也非常方 便我们与外部器件通信。开关功率管选择为 IRF740A。 2.PI 控制算法 该设计中采用数字 PI 调节器进行同频同相的跟踪控制。它是一种线性控制器，它根据 给定值 r(t)与实际输出值 c(t)构成控制偏差：e(t) ? r (t)  c(t)??将偏差的比例（P）和积分（I）通过线性组合构成控制量，对被控对象（频率或者相位） 进行控制，其控制规律为：u (t) ??K [e(t) ?????? e(t)dt ] ∫ TIt?其中 u(t)为 PI 控制器的输出，e(t)为 PI 调节器的输入，Kp 为比例系数，Ti 为积分时间 常数。简单说来，PI 控制器各校正环节的作用如下： 比例环节：即成比例的反映控制系统的偏差信号 e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生 控制作用，以减少偏差。通常随着 Kp 值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加 快，但是当 Kp 增加到一定程度，系统会变得不稳定。 积分环节：主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积 分常 数 Ti，Ti 越大，积分作用越弱，反之越强。通常在 Kp 不变的情况下，Ti 越大，即积分作用越 弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。 3.保护电路 硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分，本逆变器系统主要由输入欠压保护、输出 过流保护组成。其基本原理类似，都是通过采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰 减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。具体保护电路如图 6 和图 7 所示，前一级对 信号进行衰减，然后通过二极管检波电路，取得信号的峰值，与相应的阈值比较，产生保护 信号。XII+15V C4 0.1uF R24 1k ILA R30 10k 2 R32 10k 3 LF353 C16 0.1uF -15V D2 10k 0.1uF -15V 1NuF I_REF R28 10k 1 R31 2 U4 7 3 LM31 1 LED0 +15V输输输输输输输输C 5 0.1uF+15V8U5A865R27 10k D1 I_PRO44 1C17图 6 输出电流保护电路+15V C27 R4 1 1k VIF R49 10k R51 10k 6 5 1N4148 +15V输输输输输输输输8U5B 7 R5082 30.1u F10k D3 U9 7 V_PRO6 5 1C35LM3114 LF3531uF R52 10k C33 V_REF4LED0 R42-15V0.1uFD4图 7 输入电压保护电路 四、测试方案与测试结果 1.测试方案及测试条件 （1)测试仪器： 直流稳压电源（DF1731SD2A） 、数字万用表（DT9202） 、数字示波器（DS1052E） (2)测试主要方案： 最大功率点跟踪的测试：改变电源内阻以及负载，用万用表分别测试 DC-AC 的输入端和 电源输出端电压，记录读数，计算是否满足 MPPT。 频率跟踪和相位跟踪的测试：双踪示波器的两个通道分别接参考信号和输出信号，对参 考信号进行调节(45Hz~55Hz)，利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，与输入进 行比较；相位通过直接观察比较两路输入的波形。 DC-AC 变换器效率和失真度的测试：这一测试环节需要两个万用表和双踪示波器，万用 表串接入 DC-AC 的变换前后，测得 Id 和 I01，注意后者是交流电。从示波器读出 Ud 和 U01，计算得到变换效率。 2.主要测试结果 表1 序号 1 2 3 RS/Ω RL/Ω 最大功率点跟踪相对偏差（绝对值） US/V 60.0 60.0 60.0 Ud/V 30.1 30.2 29.9 变换效率 0.84 0.85 0.86 输出失真度 3.2% 3.5% 3.4%30? 36? 30?36? 36? 30?表2频率跟踪相对偏差 （f REF ：45Hz~55Hz）XIII序号 1 2 3 3.测试结果分析fREF/Hz 49.40 45.37 54.82fF/Hz 49.80 45.21 54.95|相对偏差| 0.8% 0.35% 0.24%由表 1、表 2 测试结果可见，基本要求以及发挥部分均达到所需指标： 1） 具有最大功率点跟踪功能，在各种负载情况下 Ud 均稳定在 30V 左右。 2） 具有频率跟踪功能，相对误差&0.8%。实际跟踪范围超过 45HZ-55HZ。 3） 在各种负载情况下，DC-AC 变换效率超过 80%，最高达 88%。 4） 输出失真度在 3%附近。 5） 具有欠压保护和过流保护功能，且在故障排除后能自动恢复正常状态。 6） 具有相位跟踪能力，在各种负载情况下，偏差小于 3° 。 7） 系统具有液晶显示功能。 8） 为模拟实际电网电压畸变的情况，本系统可在输入正弦参考信号畸变（例如输入 方波信号）的情况下正常工作。XIV宽带直流放大器设计报告全国特等奖 电子科技大学 沈军、陈虹佐、袁德生 摘要：本系统创造性地采用可控增益放大器 AD603 和宽带低噪声运放 OPA2846 结合的方式， 通过继电器切换放大通路，很好地实现题目 0～60dB 可调增益的要求。加入自动直流偏移 调零模块，最大限度地减小了整个放大器的直流偏移。放大器带宽可预置并显示，经测试， 大部分指标达到或超过题目发挥部分要求。 关键词：宽带放大器，可控增益，功率放大，自动调零 一．系统方案论证： 经过仔细地分析和论证，我们认为此次宽带直流放大器可分为可控增益放大，固定增益 放大，程控滤波，功率放大，自动直流偏移调零这几个模块。 1.1 可变增益电路方案论证和选择 可控增益芯片型号众多，本队在平时训练过程中常用 AD603,故由单片机通过控制 D/A 输出直流电压来控制 AD603 实现增益调节。其外围元件少，电路简单。 1.2 固定增益电路方案论证 采用低噪声宽带电压反馈运放 OPA2846 对信号进行 30DB 的放大。 1.3 低通滤波器方案论证 结合题目要求，低通滤波器采用无源 LC 滤波器，它是利用电容和电感元件的电抗随频 率的变化而变化的原理构成的。无源 LC 滤波器的优点是：电路比较简单，不需要直流电源 供电，可靠性高；缺点是：通带内的信号有能量损耗。为了使通带尽量平坦，选用了通带比 较平坦的巴特沃斯滤波器。同时在滤波器后加入固定增益放大器，弥补信号通过滤波器时幅 度的衰减。 1.4 功率放大器方案论证和选择 方案一：采用晶体管单端推挽放大电路。为获得较低的通频带下限频率，可用直接耦合方 式，但是涉及到的计算量大，调试繁琐，不易实现，并且若要得到较高的输出电压，输出较 大的信号功率，管子承受的电压要高，通过的电流要大，功耗很大，不满足题目低功耗，低 成本的要求。功率管损坏的可能性也比较大，不满足题目对放大器稳定性的要求。使用晶体 管也不易控制其零点漂移。 方案二：采用单片集成宽带运算放大器。提供较高的输出电压,再通过并联运放的方式扩 流输出,以满足负载要求.该方案电路较简单,容易调试,易于控制零点漂移，故采用本方案。示 意图如下所示：幅度及功 率放大 1 缓冲 功率 合成 幅度及功 率放大 2图 1 功放示意图 由于 AD603 输出最大有 30mv 的直流漂移，为了尽量减小直流电压漂移，应尽量减少 放大电路所用 AD603 的数量，但同时又要满足题目要求的 0－40DB 增益连续可调，0－60DBXV增益程控步进可调的要求，我们采用可变增益放大和固定增益放大结合的方式，在不影响可 控增益指标要求的前提下，最大限度地减小直流漂移。 我们最终确定的系统详细方框图如下：二．理论分析与计算 2.1 带宽增益积 按照题目发挥部分的要求，信号通频带为 0～10MHz，最大电压增益 AV≥60dB，则增 益带宽积为：10M? ? 10^(60/20)=10 GHz，??我们采用分级放大的方式，使放大器整体增益超过 60DB。 2.2 通频带内增益起伏控制 对于通频带增益起伏的控制，我们设置放大器的频率范围从 DC 到超过 10M，因此在 10M 通频带内增益平坦。另外，选择通带最平坦的巴特沃兹滤波器来预置带宽。我们设计并制作 了 3dB 带宽 5M 和 3dB 带宽 10M 的巴特沃兹滤波器，使得放大器在两个预置频率范围内增 益平坦。 AD603 的增益误差在 90M 的通带内小于± 0.5DB，OPA2846 在 100M 以下频带范围内增 益起伏小于 0.1DB，THS3091 在± 电源供电时，在增益为 2 倍，65M 通频带内增益起伏 5V 小于 0.1DB，THS3092 具有 50M 带宽的 0.1DB 增益平坦度，均满足题目指标要求。 2.3 线性相位 线性相位即输入信号通过系统后产生的相位延迟随频率成线性变化。信号的相位随频 率的变化会因放大器内部的电抗元件而失真。这种?线性?失真称作相位线性度，可通过矢 量网络分析仪在放大器的整个工作频率范围内而测得，本队在调试过程中使用示波器对系统 的相位线性度进行观察和测试。系统相位线性度的标准尺度就是“组延迟”，其定义为： 完全理想的线性相位滤波器对于一定频率范围的组延迟是一个常数。可以看到，如果 滤波器是对称或者反对称的，就可以实现线性相位，如果频率响应 F（w）是一个纯实或者 纯虚函数，就可以实现固定的组延迟。 2.4 抑制直流零点漂移 放大器输入为零时，输出出现的电压称为输出的偏置电压。偏置随时间，温度，电源电压 等一起变化的情况称为零点漂移。这是表现放大器特性的重要性质。 抑制零点漂移，我们分为控制和补偿两个部分完成。由于 AD603 本身零点漂移较大，XVI最大能达到 30mV，故应尽量减少使用 AD603 的数量。在增益控制中，我们创造性地采用 一片 AD603 可变增益放大与 OPA2846 固定增益放大配合，通过继电器切换选择信号放大通 路实现题目 0－60DB 增益可调的要求。OPA2846 的输入偏置电压仅为 0.15mV,THS3091 和 THS3092 在± 供电时输入偏置电压仅为 0.3mV。另外，在 AD603 输出端引入自动零偏调 5V 零回路，即在可变增益放大级输出加入低通滤波器滤出直流偏移，送入 AD，AD 输出送 MCU 处理，再通过 DA 输出与该偏移电压对应的反相补偿电压送回输入端进行补偿，从而最大限 度地抑制了放大器地直流零点漂移。 2.5 放大器稳定性 系统的稳定性取决于系统的相位裕量。相位裕量是指放大器开环增益为 0dB 时的相位 与 180 ° 的差值。放大器一般会有自激的问题，有的情况是由于在放大器的相移为 180 度时， 其增益仍然大于 1，这种情况可以在反馈环路中增加零点来做相位补偿。总体来说，自激振 荡是由于信号在通过运放及反馈回路的过程中产生了附加相移，用  A 表示低频段的附加 ? 相移，  F 表示高频段的附加相移，当输入某一信号频率为 f0 ，使  A ?  F ??N ? ? ? （N 为奇数） ，反馈量使输入量增大，电路产生正反馈。? ?由于本系统中的反馈均为运放单级反馈，故应注意使每级运放自身产生的附加相移小 于 180 。在电路调试过程中，对于电压反馈型运放 OPA2846，AD603,我们可以人为地引入 电阻，电容，他们在 f 处产生的附加相移为  ?，若使得 ? （N 为奇数） ，0 BB F A0则自激振荡得以消除。对于高速，宽带的电流反馈型运放 THS3091，THS3092,我们特别注 意了走线布局，如反馈环一定要走最短路线，因为长的线也会引起更大的附加相移；计算选 择了合适的反馈电阻阻值，使其不因阻值太大而产生更大的分部电容，导致更大的附加相移； 也不因阻值太大而降低放大器的带宽。 三．电路与程序设计 3.1 第一级放大电路设计 第一级放大电路包含可变增益放大模块及固定增益放大模块。设计 AD603 可变增益范 围为－10～30DB，由于 AD603 的输入电阻为 100 欧，故当继电器切换选择－10～30DB 可 变增益放大时，接入的电阻为 100 欧。采用单片机程控 DA 输出电压控制 AD603 的电压增 益，同时可手动按键预设电压增益。设计 OPA2846 的增益为 30DB，电路如系统框图所示， 当继电器选择下方导线通路时，放大器中没有接入固定增益模块，增益范围为－10 到 30DB 连续可调；当继电器选择上方 OPA2846 放大器模块时，增益范围 20DB 到 60DB 连续可调， 远远超过题目对增益指标的要求。 3.2 第二级放大电路设计 第二级放大电路包含可切换滤波器模块及功率放大模块。为满足题目对放大器带宽可预 置的要求，第二级放大电路加入 5M 和 10M 两个 LC 低通滤波器，亦用继电器选择切换滤波 器。为获得放大器通频带内最平坦的幅频特性曲线，使用滤波器设计软件 Multism 设计并制 作了三阶巴特沃斯 5M 低通滤波器及 5 阶巴特沃斯 10M 无源 LC 低通滤波器。测试表明信号 经过滤波器后会衰减为原来的1 2，故在滤波器后加入由 THS3091 搭建的 4 倍增益放大器，使信号恢复原来的幅度之后再送入功率放大电路。XVII图 2 低通滤波器设计 信号经 THS3091 放大 4 倍输出后接缓冲，以推动后级功放。为获得 10V 有效值及大电 流输出，我们采用两路 THS3092 并联扩流的方式搭建功率放大模块。设置增益为 5 倍。该 模块可同时对信号幅度和功率进行放大。图 3 功放原理图 3.3 抑制零漂电路设计 由于 AD603 最大有 30mV 的输出漂移，因此在电路设计时我们必须要对其直流漂移进 行调零处理，以免影响直流信号的放大。如图 4 所示，我们在第二级放大电路之后，缓冲器 之前加入连接第一级信号输入端的反馈回路，经 AD 采集并经单片机处理，测出当输入电压 为零时，输出端存在的直流漂移电压，再由 DA 输出与漂移电压大小成比例，极性相反的电 压反馈回信号输入端，以调节输入端的零偏。此处我们选择 TI 公司的 TLV5616 作为调零用 DA。图 4 输出端直流漂移调零模块 AD 采样前端电路 3.4 各级电源设计 采用自制± 电源为前级 AD603 可变增益放大及 OPA2846 固定增益放大器供电；为满 5V 足 10V 有效电压的输出，采用自制± 18V 电源为后级功率放大电路，主要是 THS3902 并联 功率放大电路供电；采用± 电源为 MCU,光耦及继电器等供电。± 5V 5V，± 18V 电源均由XVIII线性稳压块 ， 搭建。电源模块原理图见附图 1。 3.5 主控制器选择 选用 8051 单片机对系统进行控制。单片机主要完成以下功能：1.接收用户的按键信息， 对放大器增益及带宽进行预制和控制，并将增益和带宽信息显示在 1602 液晶屏幕上。2.对 AD 采集回来的无输入信号时放大器输出的直流漂移电压数据进行处理，再控制 DA 输出大 小相同，极性相反的补偿电压反馈回输入级。3.接收用户按键信息，切换选择 5M 或 10M 的 低通滤波器模式。 3.6 抗干扰处理 我们在实际制作中采用下述方法减少干扰，避免自激： 1． 将输入部分和增益控制部分加入屏蔽盒中，以避免级间干扰和高频自激。2． 将整个运 放用很宽的地线包围，以吸收高频信号，减少噪声，在增益控制部分和后级功率放大部分也 都采用了此方法。在功率放大级，这种方法可以有效地避免高频辐射。3. 各模块之间采用 同轴电缆连接。4.采用光耦隔离数字电路和模拟电路。 3.7 程序设计开机 初始化 存入 FLASH 读 FLASH 控制字 读取键值 自动设置调零 NO 按键否？ YES使用 51 单片机作为整个系统的控制核心，启动后系统自动读取上次关机前存入 FLASH 的直流偏置调零控制信息，从而自动设置当前直流偏移补偿电压。此后单片机可接收用户按 键信息使系统实现预置增益，带宽并显示的功能。单片机同时控制 AD 采集此时直流偏置信 息并将该信息存入 FLASH 供下次开机时使用。 四．系统测试 4.1 放大器的基本性能测试 测试方法：用函数发生器产生频率 1MHZ，有效值分别为 2.5mv, 10mv,100mv, 1V, 3.5V 正弦 波送入进行测量。测试条件：空载。 测试表格 1 输 入信 号有 效值 2.5mv 10mv 100mv 1V 3.5V 预置增益 70DB 60DB 40DB 20DB 0DB 输 出信 号有 效值 7.50V 10.10V 9.93V 9.99V 3.58V 直流偏移 -1.4~-1.3V &20mv -30~-40mv 90mv~100mv 90mv~100mv 波形质量 无明显失真 无失真 无失真 无失真 无失真 增益误差 5.1% 1.0% 0.7% 0.1% 2.3%测试结果分析：又数据可以看出，信号增益程控可调，最大增益，最小输入信号幅度均达到 题目发挥部分指标要求。最大输出电压正弦波有效值 Vo≥10V，输出信号波形无明显失真。 4.2 噪声测试 题目要求在 AV＝60dB 时，输出端噪声电压的峰－峰值 VONPP≤0.3V，故对放大器进行噪 声测试。测试方法：增益预置 60DB，示波器输入端加 50 欧电阻匹配到地，用示波器测量 输出端噪声。测得噪声幅值为 800～900mv。我们还另外测试了增益为 55DB 时的噪声，幅XIX度为 30～40mv。测试结果表明放大器可在一定的增益时满足题目对噪声的指标要求。 4.3 通频带测试 4.3.1 5M 通频带测试 测试方法：输入有效值为 1V 的正弦波信号，增益预置为 20DB。用函数发生器产生多个单 频点的方式，用示波器观测输出信号的峰峰值。 4.3.2 10M 通频带测试 测试方法同上。 测试表格 2 5M 通频带测试 1M 2M 3M 4M 5M VPP 28.4V VPP VPP VPP VPP 28.56V 28.8V 27.6V 22.8V 10M 通频带测试 (5M VPP 29.6V) 6M VPP 30.2V 7M VPP 30.4V 8M VPP 30.8V 9M 10M VPP VPP 29.6V 22.6V测试结果分析：通频带与题目要求的指标相比略微后延，表明放大器在预置增益的条件 下带宽大于指标要求。 另外，我们的系统在输入信号为 2.5mV 时，预置增益为 70DB，满足了题目发挥部分要 求的进一步降低输入电压提高放大器的电压增益。 五．总结 本系统由前置 20DB 衰减器，可变增益放大，固定增益放大，功率放大，单片机控制和 显示模块及自动直流偏移调零等模块组成。第一级可变增益放大模块采用可变增益放大器 AD603 实现从－10 到 30DB 可变增益放大；第二级固定增益放大模块采用宽带运放 OPA2846 实现 30DB 的固定增益放大，通过继电器对不同信号放大通路的切换选择，使两级放大电路 配合实现 0－60DB 连续可调的放大。本放大器含有可程控选择的 5M,10M 两个 LC 低通滤 波器以实现放大器的带宽预置；第三级功率放大采用两路 THS3902 并联配扩流的方式分别 对信号进行功率放大，再进行功率合成，从而实现题目要求的 10V 有效值输出。本设计对 压控增益器件和宽带高速运放进行合理的级联和匹配，同时加入自动直流偏移调零电路，全 面提高了系统增益带宽积，增强了稳定性，抑制了直流零点漂移。XX宽带直流放大器全国一等奖 华中科技大学 康跃藤 彭鑫 贺威摘要： 本系统利用宽带压控放大器、配合宽带运放，无源滤波器、集成缓冲芯片，完成了 一个通频带 DC~5MHz 和 DC~10MHz 可调，放大倍数最大 100dB，负载 50 欧姆情况下输出 有效值最大 10V 的宽带直流放大器。该系统主要由 4 个部分构成：由 VCA810 构成的压控 放大部分完成 80dB 动态范围的增益可调；使用 THS3001HV 进行电压放大使最大有效值达 到 10V；无源滤波部分对放大器的带宽进行限制，分为两档可调；功放部分采用缓冲器 BUF634 并联的方法提高系统的带载能力。 关键词：宽带放大 ；压控增益 ；功率放大 ；无源滤波 1.方案比较与论证 （1）可调放大器选择 方案一 选用程控放大器 PGA，此方案高速芯片比较少，并且档位有限，无法做到 连续可调。故不选用 方案二 改变反馈电阻值，因为按题目要求，动态范围需要很大，改变电阻值的办 法需要电阻值的调节量很大，增加了电路的复杂程度，并且反馈电阻变大后分布电容的 影响会增大，容易造成电路的不稳定。故不选用 方案三 选用集成压控放大器 VCA810，VCA810 的动态范围可达 80dB,带宽为 30MHz, 能够很好的满足题目的要求。故我们选用这种方案。 （2）功率放大器选择 方案一 选用分离元件搭建。可选用 A 类放大器，但是静态功耗大，发热严重，电 源利用率不高。故我们不选用。 方案二 选用缓冲器并联的方法。由于单片的集成运放芯片很难满足大电压大电流 宽带的放大。可采用多片缓冲器并联的方法来减小单片芯片的电流。经实测，此方案能 很好的达到题目的要求，故我们选用此方案。 2.总体方案描述 （1）总体思路 微控制器从键盘获取控制信息，通过液晶显示实时控制界面，由 DAC 输出电压来控 制压控放大器的放大增益。压控放大器后再分别接入电压放大、无源滤波、电流放大。同 时将输出信号接入峰值检波电路后 ADC 进行采集，从而将输出信号反馈给 DAC，进行自 动增益控制 AGC。 （2）系统结构框图XXI图 1 系统总体框图 （3）抗干扰措施 ① 不同级电路之间采用屏蔽线连接 ② 退耦电容尽量接近芯片电源引脚 ③ 采用手工 PCB 工艺，尽量减少分布参数的影响 ④ 对前级电路采取屏蔽措施。 关键指标分析 1. 带宽增益积分析 题目要求的 9MHz 时通频带内纹波小于 1dB，实际上意味着放大器的 1dB 带宽要达到 9MHz 以上，带宽限制通过单独的滤波器实现。压控放大器 VCA810 的带宽为固定 30MHz， 为了补偿其在高频时的误差，其后级的放大器中做了高频抬升（见图 2 中电容 C2、C3） ，使 其在 10MHz 时有高增益精度。前级小信号放大和压控放大器的后级运放我们选择了具有 1.6GHz 单位增益带宽，+10 倍稳定运放 OPA657、使得压控放大器达到带宽要求。功放部分 采用的芯片为带宽为 420MHz 的电流反馈性运放 THS3001HV 和带宽配置成 180MHz 的缓冲 器 BUF634，THS3001HV 的衰减同样由前述的高频抬升电路实现。以上措施使得整个系统 除滤波器以外的 1dB 带宽大于 9MHz。 2．通频带起伏分析 由前述可知，在系统总体的通频带内，通频带起伏仅由滤波器的通频带内起伏决定， 在-3dB 通频带为 10MHz 时，在 9MHz 处的衰减小于-1dB，故需要做一个比较陡峭的滤波 器来实现，由滤波器设计软件 FilterSolution 设计仿真得到，利用椭圆滤波器陡峭的 边缘特性，3 阶椭圆滤波器即能达到要求，其旁瓣过大的缺点由后级电路的有限带宽补 偿。XXII3．线性相位分析 采用模拟滤波器，只有贝塞尔滤波器能达到近似线性相位，但其缺点是阻带边缘过 于平缓，要实现题目要求的特性，滤波器的阶数会很高。我们使用的 3 阶椭圆滤波器并 不能达到线性相移。由于题没有对放大器的相频特性做出要求，我们还是使用了 3 阶椭 圆滤波器。 4．抑制直流零点漂移分析 抑制零点漂移的主要方法是要使系统工作在一个温度相对稳定的环境中。在布局布 线中让芯片尽量远离热源，并选用零漂小的芯片。因为题目要求在 0Hz 时带内的起伏要 到达小于 1dB,即误差要控制在 12%以内。当在增益为 60dB，输入信号为有效值 10mV 时， 即可得最后输出零点漂移电压要小于 10mV ? 60dB ?12% ? 1.2V 。我们可以假设外部??温度控制在 10℃以内，同时取极限最差情况：所有漂移都被放大 60dB，则可计算出零 点漂移为：0.12mV/℃。我们使用的芯片的温漂都比较小，同时在制作当中有一将前级 电路隔离起来，使其远离热源。 5．放大器稳定性分析 由于本系统的放大倍数非常大，后级的信号耦合到前级后很容易引起自激震荡。为 了提高放大器的稳定性，需要注意的是要尽量做好电源退耦，特别是由于本系统的带宽 比较宽，信号有可能通过电源线相互耦合，为了防止电源线引起的干扰，我们在每个芯 片的电源线上除使用去耦电容外还是用了铁氧体磁珠隔离。在运放的连接中，反馈电阻 要尽量靠近输入引脚，防止反馈回路中的分布电容引入反馈回路中的极点，引起自激。 除此之外在电路布局中使输入级电路与输出级电路远离，防止耦合。 主要电路设计：1. 压控放大电路R1 GND 50 969 4 VIN1 U1 OPA657 R3 OUT1 1K R22R4 3K R5 -5V +5V R7 51 GNDVSVS+C2C3 2pF 1459U2GND54 3U3 OPA657R8 VOUTGND VG NC1 23 4VIN2 3K R11 1.8K GND 104 R12 510 C1 GND2GND VG图 2 压控放大电路XXIII压控放大电路的原理图如图 2 所示。放大器可分为两部分，U2，U3 为一般情况下 使用的放大器，提供了-20dB 至＋60dB 的增益范围。U1 为测小信号时使用的前置放大 器，可提供＋26dB 的增益，通过手工加入前置放大后可使增益范围扩展到 6dB 至 86dB, 在加上功率放大级的 20dB 增益，可使整个电路的增益扩展到 100dB 以上。图中 U2 为压 控放大器 VCA810，其带宽为恒定的 30MHz（与增益无关） ，增益-40dB 至+40dB 连续可调， U1、U3 为宽带 FET 输入放大器 OPA657，其增益带宽积为 1.8GHz（稳定增益：大于 7） ， 10MHz 时将信号放大 30 倍时可做到很高精度。为了补偿前级运放的失调电压，通过使 VCA810 的输入偏置电流不平衡的方法来达到，图中 R3 的加入即是为此加入的，R3 的阻 值有实验确定，由此使输入级的等效失调电压达到很小。电路中的 C2，C3 是为了补偿 VCA810 在高频的衰减而加的。 2.无源滤波电路 为了达到题目要求的 5MHz 和 10MHz 带宽设置，要制作两路无源滤波器。在此频率 下选择 LC 无源滤波器比较合适。我们采用 3 阶椭圆滤波器实现了这两路滤波器，只有 3 阶的椭圆滤波器虽然旁瓣幅值比较大，但由于后级电路的带宽有限，所以整个电路还 是能很好的起到滤波的效果，并达到了题目中对带内纹波的要求。这两路滤波器，滤波 器的切换通过跳线帽切换，并由跳线帽联动 LED 做指示。 3. 功率放大电路-18VB +18VB L2 L1 FB FB GND C2 104 U1 BUF634T 2 4VV13C5 104 GND GND C7 10425 3功率输出级，可驱动 50 欧BUF634T 4C94 片 BUF634 并联(实际焊 接数量)GND+18VA L3 GND FB C1 R1 R3 2 1 160 6 51 104 U2 VO1 1 2GND C3 104 BUF634T 4 VO2 51 VOUT51负负负负GNDFB GND GND GND C8 104 GND电压放大 ，达-18VA 到 10V 有效值：25431C010 GND GND C11 104 U6 2 4C12图 3 功率放大电路 功率放大电路原理图如图 3 所示。由图可见通过宽带电流型放大器 THS3001HV 实现 幅值放大，由高速缓冲器 BUF634 提供功率驱动。由于要将信号放大到 10V 有效值 （28Vpp） ，一般供电电压为± 15V 的运放难以达到这样的摆幅，THS3001HV 是少数可± 18V 供电的高速宽带运放，其小信号单位增益为 420MHz(增益为 5 时小信号带宽为 320MHz，20Vpp 全功率带宽为 35MHz),用其实现幅值放大。BUF634 是高速缓冲芯片，可 ± 18V 供电，输出电流达 250mA，压摆率 2000V/uS，BUF634 在高带宽模式下的带宽为 180MHz。但单片 BUF634 难以达到题目要求的摆幅要求，因此采用几片 BUF634 并联的方 法来达到摆幅要求，由实验测试，4 片 BUF634 并联时就可达到摆幅和负载要求。 1. 测试方案与条件 (1) 测试仪器 ① FLUKE 15B 数字万用表 ② 泰克 TDS1002 数字示波器 ③ EE163C 型函数信号发生器/计数器 (2) 测试方案 将各部分电路连接起来，输出级加上 50? 负载，进行整机测试。将输入端短接，测 量输出噪声峰峰值。将放大器的带宽分别预置为 5MHz 与 10MHz，5dB 步进或连续调节 放大器的增益。测量不同带宽，不同增益时的放大器的幅频响应。 2.测试结果与数据 ① 放大器最大增益与最小输入信号。输入信号用电阻分压成 1mVp-p，放大器增 益设为 80dB，输出信号清晰，幅值 10Vp-p。输入信号用电阻分压 100uVp-p，放大器增 益设为 100dB 输出信号可从噪声中分辨。 ② 放大器输入阻抗。电路设计的输入阻抗大于 50?，不加前置放大器实测值为 4.80K?，加前置放大器实测值超出 4 位半万用表量程，满足题目要求。 ③ 负载电阻。负载电阻实测为 50.2?，满足 50± 要求。 2? ④ 输出端噪声。在 AV＝60dB 时，将输出端短接，输出端噪声电压的峰－峰值为 280mV，达到 VONPP≤0.3V 的要求。 ⑤ 幅频特性测试。设置最大电压增益 AV=60dB 时，输入信号频率 100KHz，输出电 压有效值 10V，波形无明显失真。满足题目要求。放大器带宽可预置为 5MHz 与 10MHz 两档并显示。5MHz 通频带内最大起伏 0.72dB，10MHz 通频带内最大起伏 0.82dB。满 足带内起伏≤1dB 要求。测试数据如表 1 与表 2。 表 1 通频带为 10MHz 是的幅频特性 增益 20 40 60 输入电压 0Hz 10 10 10 10Hz 0.010 0.989 10.1 输出电压（mV） 1kHz 0.099 1.000 10.1 1MHz 0.096 0.940 10.1 4MHz 0.092 0.930 9.31 5MHz 0.070 0.702 7.10 0.72 0.63 0.62 带内最大表 2 通频带为 5MHz 是的幅频特性XXV增益 20 40 60输入电压 0Hz 10 10 10 10Hz 0.104 0.998 10.0输出电压（V） 1kHz 0.104 0.994 10.2 1MHz 0.102 0.994 9.59 9MHz 0.940 0.922 9.09 10MHz 0.705 0.708 7.3带内最大 0.54 0.71 0.82注：0Hz 没有测试 2.测试结果分析 有测试数据可知，放大器的最大增益，最小输入电压，最大输出电压，最大输出噪声， 带负载能力等指标都达到了题目的要求。在测量输出噪声参数时，由于测试环境中有大量的 电子设备，环境中的干扰比较大，而我们的电路只对前级放大器做了屏蔽，未对滤波器及功 放做屏蔽，测得如上结果，如果对整机做好屏蔽相信输出噪声可以更小。从幅频特性的测试 结果看放大器的带宽存在少许误差，这主要由于使用的电容电感等元件误差比较大，虽然进 过精心挑选调试，最终只达到了如上效果，如果要进一步提高指标可考虑改变滤波器的结构， 使用精度更高的原件等方法。XXVI宽带直流放大器全国一等奖 西安电子科技大学 陆懿 宋巍 王帅 摘要 本系统以可控增益放大器 VCA810 为核心，外加宽带放大器 OPA690 的配合，实现了增 益可调的宽带直流放大器。系统主要由四个模块构成：前置放大电路、可控增益放大电路、 后级功率放大电路、单片机显示控制模块。可控增益放大电路由 VCA810 构成，可实现 80dB 的增益调节范围；后级功率放大电路由多个高速缓冲器 BUF634 并联, 扩大输出电流，提升 放大器的带负载能力。为解决宽带放大器自激问题及减小输出噪声，本系统采用多种形式的 抗干扰措施，抑制噪声，改善放大器的稳定性。Abstract Adopting the controllable gain amplifier--VCA810 as the core and combining with OPA690, this system can achieve a broadband dc amplifier with adjustable gain. This system is mainly constituted by four blocks: pre-amplifier circuit, controllable-gain amplifier circuit, the power amplifier circuit, MCU display control module. Constituted by VCA810, the controllable-gain amplifier circuit can achieve 80dB of gain adjustment range. The power amplifier circuit is in parallel with a numbers of high-speed Buffers--BUF634, expending higher output current and enhancing load capacity of the system. In order to solve the self-oscillation problem and reduce the output noise, the system uses various forms of anti-jamming measures to reduce noise and improve amplifier stability. 一、 系统方案 1、 方案比较与选择 （1）可控增益放大 方案一：采用可编程放大器的思想，将输入交流信号作为高速 DAC 的基准电压，用 DAC 的电阻网络构成运放反馈网络的一部分，通过改变 DAC 数字控制量实现增益控制。理论上讲， 只要 DAC 的速度足够快、精度足够高就可以实现很宽范围的精密增益控制，但是控制的数字 量和最后的（dB）不成线性关系而成指数关系，造成增益调节不均匀，精度下降，因此不选 用此方案。 方案二：选用集成可控增益放大器作为增益控制，集成可控增益放大器的增益与控制 电压成线性关系，控制电压由单片机控制 DAC 产生。集成可控增益放大器 VCA810 具有-40dB 到+40dB 的增益控制范围，精度达到 1dB,带宽 25MHz，可以满足题目指标要求。 采用集成可控增益放大器 VCA810 实现增益控制，外围电路简单，便于调试，而且具有 较高的增益调节范围和精度，故采用此方案。 （2）功率放大电路 方案一：采用分立元件实现宽带功率放大器，可以实现较大输出电压，但需采用多级高 频放大电路，受电路分布参数影响，调试难度大，带宽难以保证，所以不选用此方案。XXVII方 案二：采用单片集 成宽带运算放大器 提供较高的输出 电压,再由多个高速缓冲 器 BUF634 并联实现扩流输出,提升放大器带负载能力。此方案电路较简单,容易调试,故采用此 方案. （3）稳压电源 方案一：线性稳压电源。其中包括并联型和串联型两种结构。并联型电路复杂，效率低， 仅用于对调整速率和精度要求较高的场合；串联型电路比较简单，效率较高，尤其是若采用 集成三端稳压器，更是方便可靠。 方案二：开关稳压电源。此方案效率高，但电路复杂, 开关电源的工作频率通常为几十 至几百 KHz，基波与很多谐波均在本放大器通频带内，极容易带来串扰。综上所述，选择方 案一中的串联型稳压电源。 2、 方案描述输入缓冲 前置放大 （14dB 增益） 可控增益放大器 （-40～40dB 增益） 档位 切换 低通 滤波输入（6dB 增益）DA功率放大器输出电源单片机（20 dB 增益）键盘液晶系统框图如上图所示，系统主要由四个模块构成：前置放大电路、可控增益放大电路、 后级功率放大电路、单片机显示控制模块。系统增益调节范围为 0～80dB，可控增益放大电 路由 VCA810 构成，实现了-40～40dB 的增益调节范围。前级放大电路增益为 20dB,由两级 OPA690 组成，实现输入阻抗匹配，增大了后级输入电压。后级功率放大电路增益为 20dB, 由电流反馈型运放 AD811 提供较高的输出电压，再通过多个缓冲器 BUF634 并联, 扩大输出 电流，提升放大器的带负载能力，实现了在 50 欧姆负载上输出 10V 有效值。系统具有增益 预置并显示和增益手动连续调节功能，还通过档位切换和无源低通滤波电路，实现了带宽预 置并显示功能。 二、 理论分析计算 （1） 增益分配 本系统以可控增益放大器 VCA810 为核心，其增益调节范围为-40～40dB，其它各单元电 路都是根据 VCA810 及题目要求设计。 题目要求最大增益要大于 60dB，最大输出电压有效值大于等于 10V，输入电压有效值小 于等于 10mV,而中间级采用的可控增益放大器 VCA810 对输入电压和输出电压均有限制，所 以，必须合理分配各级放大器的放大倍数。 VCA810 的最大输出电压峰峰值为 3.6Vpp，假如要实现发挥部分的输出电压有效值大于XXVIII等于 10V 的要求，即输出电压峰峰值 Vpp-min＝2× 10× 放级级联可实现-20～60dB 的增益调节范围。2 ＝28.28V，为得到最大输出电压,则后级放大至少要有 7.86 倍。后级功率放大电路增益设置为 20dB，则一级 VCA810 和功 由于输入电压有效值小于等于 10mV，为了提高 VCA810 的输入电压和进一步提高系统最 高增益，VCA810 前级增加增益为 20dB 的前置放大电路，则系统增益调节范围为 0～80dB。 为实现输入阻抗匹配，系统第一级为输入缓冲级，为了扩展系统的通频带，输入缓冲级 增益为 2，后级增加 5 倍增益放大电路，实现前置放大电路 20dB 增益。 （2） 通频带计算 放大器链路的组成如图 2-2 所示：OPA690 输入 G1=6dB R 51Ω B1=220MH zOPA690 0 G2=14dB B2=50MHzVCA81THS3001HVBUF634 输出G3=―40～40 dB B3=25MHzG4=20dB B4=100MHzG5=0dB B5=30MHz图 2-2 图 2-2 中注明了设计中每级增益的分配，并在下方依据器件的官方资料给出了各级 -3dB 通频带的上限。 如图 2-2 所示，系统通频带由两级 OPA690、VCA810、THS3001HV 和 BUF634 共同决定， 由频率响应公式可知系统增益与频率的关系如下：2 2 2 Au(f) ??AuI /((1 ? (f / f690_1) )(1 ? (f / f690_2) )(1 ? (f / f810) )(12? (f / f811) )(1 ? ( f / f634) ))? ? ? ? ?21/ 2式中： f690 _1 ? 220 MHz, f690 _ 2 ??50MHz, f810 ??25MHz, f811 ? 100 MHz , f 634 ? 30 MHz ,? ? ?为器件资料中相应运放的通频带， AuI 为放大链路中各级放大器的中频电压放大倍数。经计 算，系统 3dB 带宽为 16MHz，大于 10MHz,符合题目要求。 （3）通频带内增益控制范围及精度 依据资料，VCA810 带宽为 25MHz,增益控制范围为-40～40dB，增益与电平关系为： GVCA810（dB）=-40(Vc+1) 式中，Vc 为 VCA810 的增益控制电压，范围为-2V～0V。 两级 OPA690 级联增益为 20dB ,后级 AD811 增益为 20dB,所以整个放大器的增益为： G（dB）=GVCA810+20+20=-40Vc Vc 的变化范围为-2V～0V，因此理论上的增益控制范围为 0～80dB。 单片机通过 DAC 的输出电压控制 VCA810 的增益，若采用的是 12 位 D/A 转换器，DAC 基 准为 3V,则 DAC 输入值 KDA 与 VCA810 控制电压的对应关系为:V 3 ?? ??K DA ?????? 4095?XXIX式中， DA 为 DAC 的输入值。 K 增益 G 与 DAC 输入值 KDA 的对应关系为：K DA ?? G4095 G 3 ??40?3(G max min) G 2 ? (2?12 1)???0.03dB由以上分析可知，该电路满足对增益控制范围及精度的指标要求。 （4）抑制直流零点漂移 本系统主要由前置放大级、可控增益级和功率放大级这三级组成，由于系统为宽带直流 放大器，所以各级之间必须采用直流耦合方式，然而对于高增益电路，直流耦合时前级的微 小的偏置电压经放大后也将在后级产生较大偏置。对于宽带直流放大器，必须对于直流零点 漂移有很好的抑制性能。 系统的直流零漂由三级共同决定，每一级电路都会产生零点漂移，而且前级电路的偏置 对系统影响较大。首先，系统采用低偏压、低温漂的宽带运放 OPA690 构成前级放大电路； 其次，系统采用分级消除直流偏置的方法，在前置放大级、可控增益级增加偏置调节电路， 将 VCA810 接成偏置电压可调的电路形式。 （5）放大器的稳定性 本作品主要通过采取抗干扰措施提高放大器的稳定性，系统全部采用印制板，减小寄生 电容和寄生电感，采用铜板大面积接地，减小地回路。级间采用同轴电缆相连，避免级间干 扰和高频自激。 三、 系统电路设计 1、 前级放大电路 前级放大电路由两级 OPA690 构成，第一级 OPA690 增益为 6dB，3dB 带宽为 220MHz, 在其同相输入端并联 51 欧电阻到地，实现阻抗匹配。第二级 OPA690 增益为 14dB,3dB 带宽 为 50MHz，在其同相输入端增加偏置调节电路。电路如图 3-1 所示：图 3-1 2、 可控增益放大电路 系统可控增益放大电路采用 VCA810 实现，VCA810 有高达± 40dB 的增益调整范围，最高的XXX线性增益误差（dB/V）只有.0.3dB/V，且具有 25MHz 的高增益控制带宽。控制电压由单片机 控制 12 位 DAC 产生，能够非常容易的实现增益设置。 VCA810 接成偏置电压可调模式，电路如图 3-2 所示:图 3-2 3、 低通滤波器电路 低通滤波器采用四阶低通椭圆滤波器实现，电路如图 3-3-1、3-3-2 所示：图 3-3-1 5MHz 低通滤波器 4、 功率放大电路图 3-3-2 10MHz 低通滤波器功率放大电路由电流反馈型运放 THS3001HV 和高速电流缓冲器 BUF634 构成，THS3001HV 和 BUF634 均可± 18V 供电，能够满足题目高输出电压的要求。THS3001HV 为电流反馈型运放， 具有 2500V/us 高压摆率，当增益设为 20dB 时，其带宽为 100MHz。BUF634 的带宽为 30MHz, 压摆率为 2000V/us，输出电流为 250mA。 THS3001HV 虽然具有高压摆率，但其输出电流有限，为实现高输出电压摆幅、大输出 电流，采用 THS3001HV 实现 20dB 增益，通过 BUF634 实现扩流输出。 给运放扩流输出有多种方式，最常用的为三极管射随输出，但会稍微降低输出电压幅 度，难以实现 10V 有效值输出，为此我们在运放 THS3001HV 输出端加入四个并联的 BUF634 来驱动负载。为消除偏置电压，整个电路接成一个大的闭环反馈形式，将 BUF634 置于反馈 环内。 功放电路如图 3-4 所示:XXXI图 3-4 四、 系统软件设计 系统软件显示了友好的人机界面，采用非线性补偿的方法实现了增益误差校正，软件实 现了增益手动连续设置并显示和带宽预置并显示功能。流程图如下：开始系统初始化功能键判断连续 增益 控制步进 增益 控制带宽 预置 控制返回功能键判断 五、抗干扰措施 （1）将增益控制电路和功率放大电路分别装在屏蔽盒中，通过同轴电缆相连，避免级间 干扰和高频自激。 （2）系统全部采用印制板，元器件尽量排布紧凑，连线尽量短，设置合理线宽实现阻抗 匹配，元器件尽量采用表贴封装。 （3）在电路板下面采用铜板接地，增大系统的接地面积，减小地线上的噪声。 六、测试方案与测试结果 1、 测试仪器 序号 1 名称、型号、规格 Agilent54622D 混合信号示波器 数量 1XXXII2 3 4 5QF1055A 高频信号发生器 DT9205 数字万用表 EE1641B1 型函数信号发生器 DA22A 超高频毫伏表1 1 1 12、 测试方案及结果 （1） 最大输出电压有效值测量 输入端加 1MHz 正弦波，调节电压和增益测得不失真最大输出电压有效值。 输入有效值:10mV 预置增益：60dB 输出有效值：10.1V （2） 输出噪声电压测量 增益调节到 60dB,将输入端短路，用超高频毫伏表测量输出电压有效值。 输出电压有效值：0.08V （3） 频率特性测试 增益预置为 60dB,输入有效值为 5mV 的正弦波，改变输入信号的频率，用示波器测 量不同频率时输出的有效值。 频率/MHz 输出 RMS/mV 增益/dB 频率/MHz 输出 RMS/mV 增益/dB 1
13 （4） 高增益测试 输入端加 0.5mV 的正弦信号，改变输入信号的频率，测量输出信号的有效值，计算 出实际增益。 信号频率/MHz 输出 RMS/mV 实际增益/dB 1
15 XXXIII宽带直流放大器全国一等奖 电子科技大学 王康、胡航宇、耿东摘要 本作品以 AT89S52 单片机为控制核心，设计并制作了 10MHz 带宽的宽带直流放大器， 系统通过第一级 OPA2690 双运放跟随并放大 10dB,放大后分档位滤波，再通过单片机程控两 级级联的 VCA810 实现-40dB～40dB 的动态增益变化，后级通过集成运放提高 THS3001 的电 压摆幅以达到扩压效果，最后通过场效应管功放后接入 50? 负载输出。整个系统放大器可放 大 1mV 有效值信号,增益可达到 70dB,最大输出电压峰峰值为 42V,在通频带范围内起伏增益 1dB 左右，放大器在 Av =60dB 的时候，输出噪声电压的峰-峰值为 200mv，通过单片机控制 可以实现电压增益 AV 和放大器的带宽可预置并显示的功能。整个系统工作可靠，稳定，而 且成本低，效率高。 关键字：集成运放扩压；场管扩流；单片机控制；VCA810 (一) 系统总体设计 1.系统总体方案 根据题目要求,本系统总共分为四大部分：第一部分输入信号放大模块通过 OPA2690 双 运放实现对有效值 10mV 输入小信号放大 10dB 的功能，使输入信号有效值达到 30.16mV。第 二部分为分档滤波模块，题目要求放大器带宽可预置，至少得设计 5MHz，10MHz 两个低通滤 波器,我们分别设计了 5MHz，10MHz 的 LC 巴特沃兹低通滤波器，通过单片机控制继电器可以 切换档位以达到分档滤波功能。第三部分为-40dB～40dB 的程控放大，一级 VCA810 理想情 况 下放大可达-40dB～40dB，但考虑 到外界环境的影 响和系统的稳定 性，我们设计两 级 VCA810 级联的形式来得到-40dB～40dB 的放大，而且在其频率带宽范围内，可以保证其幅频 曲线稳定，为后级的功率放大电路稳定提供了保证。最后一部分是功率放大器，我们采用运 放 THS3001，其压摆率高，且能支持 ? 15V 的供电,最具特色的是我们采用浮电源技术将输出?的电压扩压,再利用场管实现其输出电流扩流,就能实现功率到达 2W。通过单片机 AT89S52 控制既实现了放大器带宽和电压增益 AV 可预置并显示又降低了整个系统的成本。本系统效 率高，成本低，工作可靠稳定。 2.系统总体框图XXXIV3. 理论分析及计算 3.1 集成运放扩压电路原理 集成运放扩压电路如图二所示。当输入信号 Vi 为 0 时,输出信号 Vo 也为 0。两个二极 管的 VB1=+15V,VB2=-15V，集成运放的正负电源端分别为+14.3V 和-14.3V,它之间压差为 28.6V,加入信号 Vi 后,两二极管基极电位分别为:，与 Vi 为 0 时的静态情况几乎一样,但经扩压后,Vo 输出可以达到 ? 24V。通过浮电源技术我 们可以实现输出电压的扩压。?图二 集成运放扩压电路 3.2 带宽增益积(GBP) 带宽增益积是衡量放大器性能的一个参数，这个参数表示的是增益和带宽的乘积，即XXXVGDP＝AV?BW，根据整个系统，最大电压增益为+60dB，也就是+1000V/V，带宽为 10MHz，根据 上式可得整个系统的最大带宽增益积为 10GHz。 3.3 通频带内增益起伏控制 随着频率的增高，放大器的增益会随之下降，可以通过补偿电容来添加极点，进而实现 相位补偿和增益补偿，这样就可以将放大器的增益在通频带内的起伏控制在最小范围内。 3.4 抑制直流零点漂流 零点漂移现象是输入电压为零但输出电压不为零的现象，其产生的主要原因是温度漂 移使得半导体元器件的参数变化,致使输出电压不为零。抑制零点漂移的方法有:(1)利用超 级伺服电路将零点漂移强制拉回零,但此方法不能放大直流信号.（2）采用温度补偿的方法， 利用热敏元件来抵消放大管的变化,但效果不明显。 （3）采用加入直流偏置调节零偏,此方法 可以放大交流.我们则是采用方法（3） 。 3.5 放大器稳定性 放大器的稳定性是指放大器在其带宽范围内幅频曲线的稳定性。 提高放大器的稳定性,可以采用相位提前补偿的方法,增加其零点，抵消极点来实现。 4. 硬件电路设计以及方案比较 1.前级输入信号放大模块 按题目要求对 10mV 有效值以下的小信号经行放大，要求对信号的干扰要小，所以必须 采用一定方法减小对采集信号的干扰。 采用以下几种方法： 1.前级采用低噪声高共模抑制比运放 OPA2690，最小可放大 1mV 有效值信号。 2.可采取对前级加屏蔽盒，减少外界环境电磁波干扰。 3.采用光电耦合器将送给 DA0832 以及继电器的数字信号与模拟信号彻底隔离，减小数 字电路噪声对模拟放大的干扰,电路如图三(b)。（a）OPA2690 放大硬件电路图 2.程控放大模块(b) 光电耦合器电路图三 前级输入信号放大电路 由于题目要求放大范围在 0dB～60dB 可调放大，必须采用程控增益放大的方法，并且动 态变化范围有 60dB，而题目又要求输出幅度达到 10V 有效值，并驱动 50 欧姆负载，使得最 后一级放大倍数固定，因此必须对前级放大的信号经行一定的衰减才能够达到 0dB 输出。 对于程控放大有以下几种方案： 方案一：用两级 AD603 实现-40dB～40dB 的程控放大。此方案虽然简单，但由于放大频 率范围从直流到 15MHz，使得放大器输入失调电压要小，而 AD603 输入失调电压可达 30mv， 并且随放大倍数不同而不同，再经过后级放大直流漂移显得严重。 方案二：采用高速低零偏的放大器，加 D/A 转换电阻网络构成 AD603 程控放大原理。此 方法可以有效解决失调电压问题，但电路实现对放大器及 D/A 转换器要求均较高。 方案三：用两级 VCA810 级联实现-40dB～40dB 的程控放大。VCA810 具有低失调电压，XXXVI一级放大倍数最大范围可达-40dB～40dB，并且外围电路简单。但由于单级放大倍数过大容 易引起自激，故两级级联放大。 方案比较：方案一虽然简单，但不适应直接耦合方式的放大器电路。方案二虽然效果较 好，但实现有一定难度。方案三虽然需要两级级联，但放大效果好，电路简单，并且可提升 空间大，如图四所示。图四 两级 VCA810 级联硬件电路图 3.功率放大模块 方案一：用 BUF634 来实现功率放大。 方案二：利用集成运放扩压和 MOSFET 实现扩流来实现放大。 方案比较: 方案一中,虽然 BUF634 外围电路简单,容易实现,但 BUF63 的最大输出功率为 4 1.8W,达不到题目发挥部分 2W 的要求；方案二中, 该方案虽然实现较为麻烦,但是成本低廉, 效果较好，故采用方案二，如图五所示。图五中，2N2219 与 2N2905 为集成运放扩压晶体管； 电容 C1-C4 为运放相位补偿电容,增加运放的稳定性；电容 C7-C14 的作用是提升功率输出级 高频响应特性,弥补场效应管高频响应的不足。图五 4.自制电源模块运放扩压及功率放大电路图电压经过变压器后输出为有效值为 12V 的交流，经过整流桥后分别送入稳压芯片 LM7824 和 LM7924 中，通过稳压扩压电路将 5.1V 稳压二极管分别与 LM7824 和 LM7924 相连使得输出 有效值稳定为 29.1V,以供给主要模块使用，如图六所示。XXXVII图六电源模块电路图5．分档滤波模块 为了实现放大器带宽可设置,设计了两路滤波器,使得放大器带宽分别为 5MHz 和 10MHz, 通过单片机控制继电器来切换档位以得到不同带宽的幅频曲线。通过滤波软件设计得到模型, 再经过仿真后最终确定滤波器参数分别如图七、八所示。图七 5MHz LC 低通滤波器图八 10MHz LC 低通滤波器 (二) 指标测试方案以及测试结果 ①.测试仪器清单 序号 1 2 3 4 仪器名称 双踪示波器 型号 指标 100MHz 带宽 1GS/s 采样率 100uHz~40MHz 4 位半TDS1012 B 数字合成函数信号发生器 F40 三路直流稳压电源 数字万用表 YB1732A DT9203②. 放大器增益测试 测试方案选择:通过函数发生器产生直流和 10MHz 以内有效值 10mV 的正弦波，通过双 踪}