主题: &变压器原边漏感测量值？
请厂商做一款变压器，其检测漏感。其在1K时测得为1mH, 10K为100uH, 100K为70uH,我觉得奇怪，因为我觉得漏感值不应该随频率变化如此之大。拿回来后自己测量，实际情况与厂商一致。大家如何看这种情况，实际漏感应该如何考量？
1楼|&本网技师 (215) |
沙发，等人解答
2楼|&工程师 (664) |
顶一个，具体问题讨论一下比较有意义。
3楼|&副总工程师 (8589) |
这是磁芯材质的特性所引起的，铁基非晶或硅钢等材质很容易看到类似情况。
[本帖最后由 晶纲禅诗 于
22:23 编辑
7楼|&本网技工 (143) |
测试原边漏感时，为什么要短路其它绕组？？这个问题我一直没想清楚，大师能否解释下。
8楼|&副总工程师 (8589) |
一般情况下，我们所指的原边漏感主要是指不能耦合到副边的磁场能量所引起的电
感量(非严格义意上的原边漏感)，更确切一点的定义是：短路副边测得的原边电感
量。通常测漏感主要是短路副边（如有两个副边，就短路两个副边）再测，如遇
RCC变压器，在测漏感时正反馈绕组一般就无需短路。
13楼|&本网技工 (143) |
谢谢大师的解释，我的不明白之处就在于为什么短路了副边测得的感量就体现了“不能耦合到副边的磁场能量所引起的电感量”
14楼|&副总工程师 (8589) |
假设变压器原边到副边的互感（耦合）系数为1，即原边的能量能100%传递到副边，那
么此时如短路副边，则原边的等效AC阻抗就变为“零”（忽略绕组的DC阻抗）；如互
感系数小于1，就意味着原边的能量不能100%传递到副边，此时“不能耦合传递的那部
分能量”就会以原边感抗的形式体现出来，不能耦合的能量越多，表现出来的感抗也就
越大，这就是我们所测到的短路副边时的原边漏感。
[本帖最后由 晶纲禅诗 于
01:20 编辑
72楼|&本网技师 (225) |
16楼|&总工程师 (11073) |
这话似乎值得商榷，
除了P不能耦合到S的外，还有S不能耦合到P的。
所以短副测原的漏感 = Np*(φp+φs)/Ip
17楼|&副总工程师 (8589) |
如严格地表达，S的漏感也不能被忽视。
18楼|&副总工程师 (5717) |
要讨论为什么短路其他绕组，最好的方法是用变压器的等效电路模型。
在这儿，最方便的就是用Π型变压器模型。当次级短路，测得的电感量就是初级电感和漏感的并联值。通常，初级电感比漏感大得多，所以我们认为测量的结果就是漏感值。
事实上，如果耦合系数比较低，我们完全可以通过测量初级电感量，然后测量次级短路后的电感量，然后根据并联电感的公式计算出更准确的漏感数值。
70楼|&本网技工 (105) |
小弟不才，有个疑问，一般来讲，我们变压器的等效模型不是漏感与初级励磁电感串联的吗？你这里的并联值让我很是疑惑？求解？
4楼|&总工程师 (11073) |
其实这里有个跟频率有关的误差项ε，测量的漏感值 = 真漏感值 +误差项ε，
当Lp&&漏感时，近似地，ε= Lp/（1+Q^2），Q=ω*Lp/(n^2*Rs2)，Rs2=次级线阻
6楼|&工程师 (1936) |
大师说得太专业了，可惜我还没看懂，能力有限
10楼|&高级工程师 (2791) |
ε是不是应该等于Lp*n2*Rs2/(j*ω*Lp+n2*Rs2)，不是纯感性的。由变压器T型等效电路得来。
没见过你的这个式子，不知道你做了什么近似。上面这个是我乱想出来的。
另外，我觉得这个误差不会导致如楼主所说的大至10倍多的测量数据差别。。。&
[本帖最后由 Preston 于
20:55 编辑
15楼|&总工程师 (11073) |
会不会是你的推导有误？
例子：假设Lp=1mH， Lk1=30uH，Lk2=0.03uH，n=30，Rs2=0.01欧
真漏感应该 = Lk1+n^2*Lk2 = 57uH
用上面的近似式子，算得测量值Lms和误差ε如下
1KHz时，Lms = 730uH& （ε=670uH)
10KHz时，Lms = 70uH& （ε=20uH)
100KHz时，Lms = 57uH ≈ 真漏感值 （ε=0.2uH)
[本帖最后由 greendot 于
14:56 编辑
20楼|&高级工程师 (2791) |
我乱画了个图，变压器T型等效电路的简化。
按你的参数，次级侧短路的时候初级侧的等效电感肯定不会有739uH这么大啊。。。
28楼|&副总工程师 (5717) |
为什么用T形等效模型呢？用Π形等效模型分析起来是不是会简单一些呢？
30楼|&高级工程师 (2791) |
变压器的pi等效是啥样的。。。
里面的参数有具体意义么。。。
31楼|&副总工程师 (5717) |
Π型等效模型当然就是初级、次级各接一个并联电感到地，初级和次级之间再接一个电感。
我不怎么记公式的，所以回答不上来具体的物理意义
不过T形网络和Π形网络是可以互相转换的，两种网络是等价的。
PI型网络用在这儿的好处是：短路次级，就变成了两个并联的电感了。因为这儿只有一个代表漏感的电感，分析起来简单多了。
32楼|&高级工程师 (2791) |
只见过用T型、Γ型和简化等效电路分析变压器的。没见过用pi型的。
变压器模型化为二端口网络，当然各种等效电路都可以用来分析它。而你描述的pi型等效虽然分析的时候会简单，但是要把励磁电感和漏感等转化为pi型等效电路中的几个电感，依然要经过计算。所以也不见得会简化多少。。。
33楼|&副总工程师 (5717) |
这儿有个问题：
对于一个只有两个绕组的变压器，初级对次级的漏感和次级对初级的漏感是相等的吗？
耦合系数应该只有一个数值吧！
如果两边对称，那么把漏感分成初级漏感、次级漏感是否有必要呢？
总共只有一个漏感，分成两个的原因就是因为T形等效模型的缘故吧？
34楼|&高级工程师 (2791) |
这就是理论与实际的差别。
理论上两个电感之间只有一个耦合系数，但是实际上，能量由初级到次级耦合和由次级到初级耦合时的磁场分布并不完全一样。
另外，在安装到PCB上以后，变压器次级端到次级滤波电容之间的引线电感也会表现为漏感，在乘以匝比平方以后计入初级漏感。
35楼|&副总工程师 (5717) |
磁场当然不一样，不过这和耦合系数无关吧？也和漏感无关吧？
实际上，等效模型和实际的参数之间的对应关系应该都不是理想的。
在T型模型中，绕组电感只有一个，而漏感却成了两个；Π形模型中，漏感只有一个，绕组电感缺成了两个。实际变压器中，两者应该都只有一个才对。至于г形模型，干脆初次级不对称，也和实际不符。
我提出用Π形模型，是因为我认为那个输入、输出间的电感应该就是漏感。
至于安装到电路中，其他元器件的影响，是另一会儿事儿，和变压器本身的参数无关。
36楼|&副总工程师 (5717) |
对了，还有一个问题：
对于多个绕组的变压器，用T型模型应该更方便吧？我猜测，或许这是为什么T型模型用的较多的缘故。
37楼|&高级工程师 (2791) |
Γ型等效是T型等效的简化，因为励磁电流较小，在负载运行时认为励磁电流不流过初级漏感。也就是说Γ型等效仅在变压器负载运行时误差较小，而空载运行时是不适用的。
你说的pi型等效，所有的变量均无具体意义，都是需要进行折算的。不信你可以实际计算一下。。。
38楼|&副总工程师 (5717) |
恐怕还是先找书来看一看为好。
39楼|&总工程师 (11073) |
【磁场当然不一样，不过这和耦合系数无关吧？也和漏感无关吧？】-- ????
觉得有2个绕组的变压器中，只有一个互感，两个漏感。
40楼|&副总工程师 (8589) |
与 greendot 老师同感！
最近瞎猜瞎想：既使是单个的P或S漏感，还可进一步细分为线包漏感与铁芯漏感...
呵呵...让 greendot 老师见笑了，也想请 greendot 老师评论一下这个猜想是否站得住脚
41楼|&副总工程师 (5717) |
这个说法似乎有道理
不过，如果这样，按照T形模型，短路次级之后，测得的漏感就不是初级漏感了，而是两个漏感之和。
这又该如何理解呢？
42楼|&高级工程师 (2791) |
很多时候，这两个漏感之和才是我们关注的东西。
43楼|&副总工程师 (5717) |
两个漏感在电源中起的作用并不一样吧？
比如考虑初级的吸收回路，肯定不牵涉次级漏感；反之亦然。
44楼|&高级工程师 (2791) |
实际上，设计反激电路的初级吸收时两者都要考虑。它们形成的影响是一致的。
45楼|&副总工程师 (5717) |
问题就在这里：既然次级漏感会影响到初级，所以我怀疑漏感是两个独立的存在的说法是否合理。
[本帖最后由 cdzx11 于
15:59 编辑
46楼|&高级工程师 (2791) |
我之前说过了，次级变压器引线至滤波电容的分布电感也表现为次级漏感。
按你的意思，漏感只有一个，那么如果某个变压器次级引线长度将直接影响漏感值，也就是直接影响初次级之间的耦合？但是这个时候磁路是没变的，当然这个时候可以理解为绕制工艺变化了，但是这个时候两个绕组互相耦合的时候，漏感会趋于一致么？
47楼|&副总工程师 (5717) |
不是次级引线长度影响漏感值，而是次级引线长度影响了漏感的测量值，这是两个概念。
漏感是变压器本身固有的特征。而次级引线长度变化，只是通过耦合，影响了实际测量时的初级测量时的测量结果而已。
就从T型变压器等效模型看，次级引线长度变长，意味着次级并不是直接短路，而是串联了一个小电感，这个电感和原先的漏感串联的结果，自然导致测量结果变大。
当然，还有分布电容也会影响测量结果。
但些都这只是说明测量方法不是理想的，测量结果不理想意味着误差，但并不是漏感本身会发生改变。
48楼|&高级工程师 (2791) |
那请问如何定义哪一部分是属于变压器绕组，哪一部分是属于引线电感？引线和绕组本没有明显的分界。
我再从另一个角度说这个问题。漏感中的能量是无法耦合到次级的，那么当体现在等效电路中的时候，为保证初次级对称，这个漏感应该在哪一个臂上？好像根本就无法对称。。。
再或者，假如漏感只有一个，那么显然初级电流是要流过漏感而次级电流不流过漏感，这样的话，当能量由相反的方向传递，情况就是漏感又串联在了之前称为次级的一侧。。。
49楼|&副总工程师 (5717) |
能量问题和对称问题，用Π型模型都能解决。
引线和绕组的分界线的确是个问题。从理论上虽然可以回答这个问题：和磁路有关的部分属于绕组，无关部分属于分布电感。但实际上是无法区分的，引线电流的磁场肯定有一部分在磁路里面，也有一部分不在磁路里面，这实际上也是漏感产生的原因。
50楼|&高级工程师 (2791) |
首先，PI等效除非是对称结构，否则无法解决我上面提出的问题。而显然，实际变压器的PI等效通常不会是对称网络（除非极特殊情况）。
其次，要知道T和PI是可以互相计算的。所以，不存在PI等效可以表示而T等效无法表示的电路参数。
51楼|&副总工程师 (5717) |
怎么感觉越说越糊涂了？
暂且放放吧，我们再说一天也说不出个所以然。看起来我们的理论知识都不太够用，起码我自己肯定在这个问题上的确如此。
对称问题，T型和Π型其实是一样的，这点是我糊涂了。
至于变压器的对称性问题，我的理解是：T型和Π型模型其实都只适合于1:1变压器，对于M:N的变压器，只能用一个等效模型+理想变压器来等效。所以，要考虑对称问题，只能讨论1:1变压器。
52楼|&高级工程师 (2791) |
显然任何变压器都能简化为无源二端口网络，只是次级测负载要经过绕组折算（也就是实现你说的理想变压器的作用），这一点跟变压器变比无关。
即便是1：1的变压器，也不是对称结构，因为不可能将两个绕组绕制的完全对称。漏感的问题类似。
53楼|&副总工程师 (5717) |
结构不对称的1:1变压器，其漏感是否对称，实际上就是我们讨论的问题核心。
不知道有没有什么人专门研究过这样的问题。
按理说可以通过试验来解决问题，不过这个试验都不是很好做，必须设法客服各种寄生参数对测量的干扰。
54楼|&高级工程师 (2791) |
你提出来漏感是不是对称，貌似是默认漏感是分开的啊。。。
结构上不对称，H场不对称，B场肯定也不对称。漏感当然也不会对称，除非有巧合。
[本帖最后由 Preston 于
18:05 编辑
55楼|&副总工程师 (5717) |
汗~又循环回去了。
漏感不对称，那么肯定是分开的；反之亦然。
如果漏感是对称的，那么肯定不能分开；反之亦然。
56楼|&高级工程师 (2791) |
其实，漏感没有所谓的对称与不对称，即便初级到次级的漏感与次级到初级的漏感数值上相等，他们两个也是各自独立存在的。
我是不存在问题的。我该说的都说了，现在，你自己想吧。。。
62楼|&副总工程师 (5717) |
突然又想到一个问题：
变压器引线长短都会影响漏感，那么在变压器上串联一个电感，也能把这个电感看做漏感的一部分吗？
21楼|&高级工程师 (2791) |
我刚按我的公式算了一下，得到的复阻抗的模值和你的结果是完全一致的。
看来靠凭空估计是不行的。。还是要算一下。
不过，相对来说你的公式看起来要简单多了。佩服。。。
[本帖最后由 Preston 于
08:58 编辑
26楼|&总工程师 (11073) |
阁下式子的模值，并不等于我的式子哦。
次级短路后，初级看进来的阻抗=R+jX，把X等成j*ω*(Lk1+n^2*Lk2 + ε)，然后求ε，这是我的方法。
29楼|&高级工程师 (2791) |
为什么要把X看成j*ω*(Lk1+n^2*Lk2 + ε)，而不是ω*(Lk1+n^2*Lk2 + ε)。。。
我重算了一下，发现是我的结果的实部与你的结果相等。
其实我的算法跟你的是一样的。开始的时候考虑到期望的计算结果是电感，我就错把上面给出的式子除了一个jω。如果把这个jω乘回去，就是虚部与你的结果相等。这样，我的结果其实是包含了你说的（R+jX）中的所有误差的。
我开始给的公式中除这个jω确实是不应该。实际我的公式应该得到的理论值为（测量阻抗 - 实际初级漏感阻抗），即把次级漏感也算入此公式中了。
附matlab计算程序：
rs2=1e-2*n*n;
err=lp*rs2/(rs2+j*w*lp)
22楼|&副总工程师 (8589) |
回 greendot 老师：
在实际模型中，Q=ω*Lp/(n^2*Rs2) 感觉好像有些问题（少了些什么），其实铁芯的损耗也会反应在Q值上（不仅仅在Lp的大小上）。
[本帖最后由 晶纲禅诗 于
10:58 编辑
27楼|&总工程师 (11073) |
这个其实不是变压器的Q，只是起表达式像，才把它写作Q。
74楼|&本网技工 (192) |
大师，这个&频率有关的误差项ε 的出处是怎么来的，有相关的文章吗
5楼|&工程师 (487) |
一般测试都是在1K 1v的时候 你测试别的对比也可以 但是都是成比例的
漏感1MH好大
9楼|&高级工程师 (2791) |
是不是测试的绕组匝数很多且没有分段绕制？
可能分布电容对这个差别形成了一些影响。
11楼|&工程师 (664) |
我的这个变压器有分段绕制，其原副边匝比较大(40:1),不知是不是这个带进来的影响?一直不知道以哪个漏感值为准.
12楼|&高级工程师 (2791) |
如果方便的话，传个变压器的实际图片上来吧。。。
25楼|&副总工程师 (8589) |
当匝比较大时，Rs2的影响就很大了。
当然，实际情况中也有频率越高，漏感越大的例子（铁氧体磁芯高匝数比时）。
19楼|&副总工程师 (5717) |
变压器的问题的确比较麻烦。
我认为，测量的时候大概应该按照实际使用频率来测量吧？
变压器的磁芯特性本来就是随频率变化而变化的，分布电容和漏感也有谐振问题吧？
不过，你这儿碰到的问题的确显得有些奇怪，1kHz时漏感最特别大，不至于谐振频率很低吧？
23楼|&副总工程师 (8589) |
【实际使用频率来测量吧】
呵呵...也不全面，因波形有别.....一言难尽.....我已习惯按占空比丢失多少来估测漏感。
24楼|&副总工程师 (8589) |
铁芯损耗与绕组结构都会影响不同频率时Lp的大小，也影响漏感的大小。
57楼|&总工程师 (11073) |
回40楼晶老师:
"既使是单个的P或S漏感，还可进一步细分为线包漏感与铁芯漏感..."
&不知其定义为何 ?
&回41楼cdzx11:
"按照T形模型，短路次级之后，测得的漏感就不是初级漏感了，而是两个漏感之和。这又该如何理解呢？"
初级漏磁通φp是初级电流Ip所产生的，次级漏磁通φs是次级电流Is所产生的，而Is则是由Ip而来(忽略励磁电流)，即是两个漏磁通皆由Ip 所产生，
所以测得的漏感 Lk
= Np*(φp+φs)/Ip = Np*φp/Ip + Np*φs/Ip
= Np*φp/Ip + n^2*Ns*φs/Is
= Lk1 +n^2*Lk2
= 两个漏感之和
[本帖最后由 greendot 于
17:28 编辑
58楼|&副总工程师 (5717) |
我的意思是说：都说测量初级漏感的方法，是把其他所有绕组短路之后测量初级电感量，结果就是初级漏感——我这个说法不知道对不对。
但实际测量的结果，是次级漏感//绕组电感+初级漏感，因为绕组电感远大于次级漏感，所以可以认为测量结果是初级漏感+次级漏感。
这样看来，前面的测量方法似乎有问题啊！而且初级漏感似乎难以直接测量。
63楼|&总工程师 (11073) |
假设励磁电感&&漏感，由短副测原和短原测副得来的两个测量值，可以估算出Lk1和Lk2。
59楼|&副总工程师 (8589) |
主要是指由铁芯或线包的[等效AC阻抗]所引起的[不能耦合的能量]，一部份会以能量形
式[损耗]掉，也有一部分以漏感形式表现出来.....个人浅见，错误之处敬请 greendot 老师指正
60楼|&副总工程师 (5717) |
铁芯损耗和漏感无关吧？
当然，我们可以把磁芯等效成一个绕组，这个绕组的负载是一个大电阻。而且这个绕组和初次级绕组之间都存在漏感，但这和初次级之间的漏感有关系吗？
线圈电阻感觉就更不可能了，无非是初次级各串联一个损耗电阻。
61楼|&副总工程师 (8589) |
呵呵...不能说你的观点都没道理...但实际变压器的情况是多种多样的。
举个特例：对于一个1：1的双线并绕变压器，可以近似看做[铁芯损耗与漏感无关]；对
于一个同样1：1的变压器，但是分槽绕制的，即Np与Ns有一定的距离，这时测到的漏
感（先不论真假漏感的问题）与铁芯材质、频率、绕线结构等都有关了。
还有其它例子：同样两个目测外观一样，漏感也一致的变压器，但占空比丢失不同.....
64楼|&总工程师 (11073) |
个人理解，耦合，可以看作是初次级的负载电流产生的磁通是否能够互相抵消
1。铁芯的等效AC阻抗电流，不在负载电流之内，所以对漏感无影响。
2。线包的等效AC阻抗，会影响负载电流的大小，但电流的大小，不影响漏感 (假设磁通分布形状未变，只数值改变)
68楼|&副总工程师 (8589) |
[耦合，可以看作是初次级的负载电流产生的磁通是否能够互相抵消]...对此毫无异意。
对第 1。的观点个人还心存他见（当然不一定正确），改日整理成资料另行发帖讨论，
到时 greendot 老师一定要多多指教...
69楼|&总工程师 (11073) |
呵呵，我也不一定正确，到时再讨论。
65楼|&副总工程师 (7119) |
实测曲线，可能对你有帮助。
各段说明如下：
建议：漏感测量至少在30KHz以上频率：
66楼|&总工程师 (11073) |
上图表示的，是短路阻抗Zsc=|R+jX|，看不到短路电感的实测数据啊。
[本帖最后由 greendot 于
18:09 编辑
67楼|&本网技师 (256) |
春哥,能否共享您的文档?
71楼|&本网技工 (103) |
留个脚印以备不时之需
73楼|&本网技工 (199) |
讨论很激烈，学习了！很喜欢和佩服我们这些工程师，总是从实际出去，去考虑和讨论一些问题，而不是照本宣科，盲目跟从！这方面比一般性的论文更有可取和可钦佩之处！
75楼|&副总工程师 (6542) |
| 最新回复 12:11
我之前就注意过这个问题了。
在这个帖子也提到过，确实测量不一样。
/178315.html
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电位器：pot1,pot2；封装属性为vr-1到vr-5
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瓷片电容：RAD0.1-RAD0.3。　　其中0.1-0.3指电容大小，一般用RAD0.1
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发光二极管：RB.1/.2
集成块：　DIP8-DIP40, 其中８－４０指有多少脚，８脚的就是DIP8
0603表示的是封装尺寸 与具体阻值没有关系
但封装尺寸与功率有关 通常来说
电容电阻外形尺寸与封装的对应关系是:
关于零件封装我们在前面说过，除了DEVICE。LIB库中的元件外，其它库的元件都已经有了
固定的元件封装，这是因为这个库中的元件都有多种形式：以晶体管为例说明一下：
晶体管是我们常用的的元件之一，在DEVICE。LIB库中，简简单单的只有NPN与PNP之分，但
实际上，如果它是NPN的2N3055那它有可能是铁壳子的TO—3，如果它是NPN的2N3054，则有
可能是铁壳的TO-66或TO-5，而学用的CS9013，有TO-92A，TO-92B，还有TO-5，TO-46，TO-5
2等等，千变万化。
还有一个就是电阻，在DEVICE库中，它也是简单地把它们称为RES1和RES2，不管它是100Ω
还是470KΩ都一样，对电路板而言，它与欧姆数根本不相关，完全是按该电阻的功率数来决
定的我们选用的1/4W和甚至1/2W的电阻，都可以用AXIAL0.3元件封装，而功率数大一点的话
，可用AXIAL0.4,AXIAL0.5等等。现将常用的元件封装整理如下：
电阻类及无极性双端元件 AXIAL0.3-AXIAL1.0
无极性电容 RAD0.1-RAD0.4
有极性电容 RB.2/.4-RB.5/1.0
二极管 DIODE0.4及 DIODE0.7
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可变电阻（POT1、POT2） VR1-VR5
当然，我们也可以打开C:\Client98\PCB98\library\advpcb.lib库来查找所用零件的对应封
这些常用的元件封装，大家最好能把它背下来，这些元件封装，大家可以把它拆分成两部分
来记如电阻AXIAL0.3可拆成AXIAL和0.3，AXIAL翻译成中文就是轴状的，0.3则是该电阻在印
刷电路板上的焊盘间的距离也就是300mil（因为在电机领域里，是以英制单位为主的。同样
的，对于无极性的电容，RAD0.1-RAD0.4也是一样；对有极性的电容如电解电容，其封装为R
B.2/.4，RB.3/.6等，其中“.2”为焊盘间距，“.4”为电容圆筒的外径。
对于晶体管，那就直接看它的外形及功率，大功率的晶体管，就用TO—3，中功率的晶体管
，如果是扁平的，就用TO-220，如果是金属壳的，就用TO-66，小功率的晶体管，就用TO-5
，TO-46，TO-92A等都可以，反正它的管脚也长，弯一下也可以。
对于常用的集成IC电路，有DIPxx，就是双列直插的元件封装，DIP8就是双排，每排有4个引
脚，两排间距离是300mil,焊盘间的距离是100mil。SIPxx就是单排的封装。等等。
值得我们注意的是晶体管与可变电阻，它们的包装才是最令人头痛的，同样的包装，其管脚
可不一定一样。例如，对于TO-92B之类的包装，通常是1脚为E（发射极），而2脚有可能是
B极（基极），也可能是C（集电极）；同样的，3脚有可能是C，也有可能是B，具体是那个
，只有拿到了元件才能确定。因此，电路软件不敢硬性定义焊盘名称（管脚名称），同样的
，场效应管，MOS管也可以用跟晶体管一样的封装，它可以通用于三个引脚的元件。
Q1-B，在PCB里，加载这种网络表的时候，就会找不到节点（对不上）。
在可变电阻上也会出现类似的问题；在原理图中，可变电阻的管脚分别为1、W、及2，
所产生的网络表，就是1、2和W，在PCB电路板中，焊盘就是1，2，3。当电路中有这两种元
件时，就要修改PCB与SCH之间的差异最快的方法是在产生网络表后，直接在网络表中，将晶
体管管脚改为1，2，3；将可变电阻的改成与电路板元件外形一样的1，2，3即可。
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