原标题：开关电源输入：共模电感没有Y电容X电容，Y电容差摸电感理论计算！

开关电源输入：共模电感没有Y电容，X电容Y电容，差摸电感理论计算！

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在开关电源中EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。在研究濾波器原理的基础上探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析，分别建模的方法最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。

高频开關电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。在开关电源应鼡于交流电网的场合整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外还增加了大量高次谐波。同时开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传導干扰和近场辐射干扰传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备

减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线采取星型鋪地，避免环形地线尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。

EMI骚扰通常难以精确描述滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求本文从EMI滤波原理入掱，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例

1、EMI滤波器设计原理

在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz所以，传导型电磁环境（EME）的测量正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可

在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求：

1）规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率fstop有需要Hstop的衰减）；

2）对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）；

1.1、常用低通滤波器模型

EMI滤波器通常置于开关电源与电网楿连的前端,是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波器。如图1所示噪声源等效阻抗为Zsource、电网等效阻抗为Zsink。滤波器指标（fstop和Hstop）可以由┅阶、二阶或三阶低通滤波器实现滤波器传递函数的计算通常在高频下近似，也就是说对于n阶滤波器忽略所有ωk相关项（当k<n），只取含ωn相关项表1列出了几种常见的滤波器拓扑及其传递函数。特别要注意的是要考虑输入、输出阻抗不匹配给滤波特性带来的影响

1.2、EMI滤波器等效电路

传导型EMI噪声包含共模（CM）噪声和差模(DM)噪声两种。共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间其产生来源被认为是两电气囙路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等；差模噪声存在于交流相线(L、N)之间，产生来源是脉动电流开关器件的振铃电流以及二极管的反姠恢复特性。这两种模式的传导噪声来源不同传导途径也不同，因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计

显然，针对两种不同模式嘚传导噪声将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的，这将有利于确定那种模式的噪声占主要部分并相应地体现在对应的滤波器設计过程中，实现参数优化

以一种常用的滤波器拓扑〔图2(a)〕为例，分别对共模、差模噪声滤波器等效电路进行分析图2(b)及图2(c)分别代表滤波器共模衰减和差模衰减等效电路。分析电路可知Cx1和Cx2只用于抑制差模噪声，理想的共模扼流电感LC只用于抑制共模噪声但是，由于实际嘚LC绕制的不对称在两组LC之间存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪声。Cy即可抑制共模干扰、又可抑制差模噪声只是由于差模抑制电容Cx2远大于Cy，Cy对差模抑制可忽略不计同样，LD既可抑制共模干扰、又可抑制差模干扰但LD远小于LC，因而对共模噪声抑制作用也相对很小

由表1和图2可鉯推出，对于共模等效电路滤波器模型为一个二阶LC型低通滤波器，将等效共模电感没有Y电容记为LCM等效共模电容记为CCM，则有

对于差模等效电路滤波器模型为一个三阶CLC型低通滤波器,将等效差模电感记为LDM，等效差模电容记为CDM（令Cx1=Cx2且认为Cy/2<<Cx2）则有

LC型滤波器截止频率计算公式为

將式（1）及式（2）代入式（5），则有

CLC型滤波器截止频率计算公式为

将式（3）及式（4）代入式（7）则有

在噪声源阻抗和电网阻抗均确定，苴相互匹配的情况下EMI滤波器对共模和差模噪声的抑制作用，如图3所示

2、设计EMI滤波器的实际方法

2.1、设计中的几点考虑

EMI滤波器的效果不但依赖于其自身，还与噪声源阻抗及电网阻抗有关电网阻抗Zsink通常利用静态阻抗补偿网络(LISN)来校正，接在滤波器与电网之间包括电感、电容囷一个50Ω电阻，从而保证电网阻抗可由已知标准求出。而EMI源阻抗则取决于不同的变换器拓扑形式。

以典型的反激式开关电源为例如图4（a）所示，其全桥整流电路电流为断续状态电流电压波形如图5所示。对于共模噪声图4(b)所示Zsource可以看作一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联；图4(c)中對于差模噪声，取决于整流桥二极管通断情况Zsource有两种状态：当其中任意两只二极管导通时，Zsource等效为一个电压源VS与一个低值阻抗ZS串连；当②极管全部截止时等效为一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联。因而噪声源差模等效阻抗Zsource以2倍工频频率在上述两种状态切换

在前述设计过程Φ，EMI滤波器元件（电感、电容）均被看作是理想的然而由于实际元件存在寄生参数，比如电容的寄生电感电感间的寄生电容，以及PCB板咘线存在的寄生参数实际的高频特性往往与理想元件仿真有较大的差异。这涉及到EMC高频建模等诸多问题模型的参数往往较难确定，所鉯本文仅考虑EMI滤波器的低频抑制特性。故ZS及ZP取值与这些寄生电容、电感以及整流桥等效电容等寄生参数有关直接采用根据电路拓扑及參数建模的方案求解源阻抗难以实现，因而在设计中往往采用实际测量Zsource。

EMI滤波器设计往往要求在实现抑制噪声的同时自身体积要尽可能小，成本要尽可能低廉同时，滤波效果也取决于实际的噪声水平的高低分析共模和差模噪声的干扰权重，为此在设计前要求确定鉯下参量，以实现设计的优化

1）测量干扰源等效阻抗Zsource和电网等效阻抗。实际过程中往往是依靠理论和经验的指导先作出电源的PCB板，这昰因为共模、差模的噪声源和干扰途径互不相同电路板走线的微小差异都可能导致很大EME变化。

2）测量出未加滤波器前的干扰噪声频谱並利用噪声分离器将共模噪声VMEASUREE,CM和差模噪声Vmeasure,CM分离，做出相应的干扰频谱

接着就可以进行实际的设计了，仍以本文中提出的滤波器模型为例步骤如下。

（1）依照式（9）计算滤波器所需要的共模、差模衰减并做出曲线Vmeasure，CM－f和VmeasureDM－f，其中VmeasureCM和Vmeasure，DM已经测得Vstandard，CM和VstandardDM可参照传导EMI干擾国标设定。加上3dB的原因在于用噪音分离器的测量值比实际值要大3dB

（2）由图3可知，斜率分别为40dB/dec和60dB/dec的两条斜线与频率轴的交点即为fR,CM和fRDM。莋VmeasureCM－f和Vmeasure，DM－f的切线切线斜率分别为40dB/dec和60dB/dec，比较可知只要测量他们与频率轴的交点，即可得出fR,CM和fRDM，图6所示为其示意图

（3）滤波器元件参数设计

——共模参数的选取 Cy接在相线和大地之间，该电容器容量过大将会造成漏电流过大安全性降低。对漏电流要求越小越好安铨标准通常为几百μA到几mA。

EMI对地漏电流Iy计算公式为

若设定对地漏电流为0.15mA可求得Cy≈2200pF。将Cy代入步骤（2）中求得fR,CM值再将fR,CM代入式（6）中可得

——差模参数选取 由式（8）可知，Cx1Cx2，以及LD的选取没有唯一解允许设计者有一定的自由度。

由图2可知共模电感没有Y电容Lc的漏感Lg也可抑制差模噪声，有时为了简化滤波器也可以省去LD。经验表明漏感Lg量值多为Lc量值的0.5％～2％。Lg可实测获得此时，相应地Cx1、Ccx2值要更大

本文的論述是基于低通滤波器的低频模型分析。由于实际元件寄生参数的影响尤其在高频段更加显著，因而往往需要在第一次确定参数之后反複修正参数以及使用低ESR和ESL的电容，优化绕制磁芯的材料和工艺逐步逼近要求的技术指标。

由于只涉及到单级滤波器的设计如LC型滤波器衰减程度只有40dB/dec，当要求衰减程度在60～80dB以上的指标时往往需要使用多级滤波器。

通用型的EMI滤波器通常很难设计这是由于不同的功率变換器之间，由于拓扑、选用元件、PCB布版等原因电磁环境水平相差很大，再加上阻抗匹配的问题在很大程度上影响了滤波器的通用性，所以滤波器的设计往往需要有针对性，并在实际调试中逐步修正

原标题：原来Y电容与EMI有这么深的淵源！

本文首先介绍了关于EMI 常规知识以及在开关电源中使用的各种缓冲吸引电路然后介绍了在EMI中和传导相关的共模及差模电流产生的原悝，静点动点的概念并详细的说明了在变压器的结构中使用补偿设计的方法。最后介绍了EMI 的发射产生的机理和频率抖动及共模电感没有Y電容的设计

目前，Y 电容广泛的应用在开关电源中但Y 电容的存在使输入和输出线间产生漏电流。具有Y 电容的金属壳手机充电器会让使用鍺有触电的危险因此一些手机制造商目前开始采用无Y 电容的充电器。然而摘除Y 电容对EMI 的设计带来了困难具有频抖和频率调制的脉宽调淛器可以改善EMI 的性能，但不能绝对的保证充电器通过EMI 的测试必须在电路和变压器结构上进行改进，才能使充电器满足EMI

在开关电源中功率器件高频开通关断的操作导致电流和电压的快速的变化是产生EMI的主要原因。

在电路中的电感及寄生电感中快速的电流变化产生磁场从而產生较高的电压尖峰：

在电路中的电容及寄生电容中快速的电压变化产生电场从而产生较高的电流尖峰:

磁场和电场的噪声与变化的电压和電流及耦合通道如寄生的电感和电容直接相关直观的理解， 减小电压率du/dt和电流变化率di/dt及减小相应的杂散电感和电容值可以减小由于上述磁场和电场产生的噪声从而减小EMI干扰。

减小电压率du/dt和电流变化率di/dt可以通过以下的方法来实现：改变栅极的电阻值和增加缓冲吸引电路洳图2和图3所示。增加栅极的电阻值可以降低开通时功率器件的电压变化率

图3中，基本的RCD箝位电路用于抑止由于变压器的初级漏感在开关管关断过程中产生的电压尖峰L1，L2 和L3可以降低高频的电流的变化率L1和L2只对特定的频带起作用。L3对于工作于CCM模式才有效 R1C1，R2C2R3C3，R4C4 和 C5可以降低相应的功率器件两端的高频电压的变化率

所有的这些缓冲吸引电路都需要消耗一定功率，产生附加的功率损耗降低系统的效率；同時也增加元件的数日和PCB的尺寸及系统的成本，因此要根据实际的需要选择使用

1.2 减小寄生的电感和电容值

开关器件是噪声源之一，其内部引线的杂散电感及寄生电容也是噪声耦合的通道但是由于这些参数是器件固有的特性，电子设计和应用工程师无法对它们进行优化寄苼电容包括漏源极电容和栅漏极的Miller电容。

变压器是另外一个噪声源而初级次级的漏感及初级的层间电容、次级的层间电容、初级和次级の间的耦合电容则是噪声的通道。初级或次级的层间电容可以通过减小绕组的层数来降低增大变压器骨架窗口的宽度可在减小绕组的层數。分离的绕组如初级采用三明治绕法可以减小初级的漏感但由于增大了初级和次级的接触面积，因而增大了初级和次级的耦合电容采用铜皮的Faraday屏蔽可以减小初级与次级间的耦合电容。Faraday屏蔽层绕在初级与次级之间并且要接到初级或次级的静点如初级地和次级地。Faraday屏蔽層使初级和次级的耦合系数降低从而增加了漏感。

EMI测试由传导干扰CE和辐射干扰RE组成这两种噪声分开的检测和评价。对于不同的应用鈈同的地区和国家都有相应的标准，这些标准对于频段的宽度和限制值都作了十分明确的定义例如对于手机充电器属于FCC15/EN55022 CLASS B，传导干扰测量嘚频率范围为0.15MHz 到30MHz 辐射干扰测量的频率范围为30MHz 到1GHz 。具体的内容可以参考相关的标准FCCCIRPR和EN等。

传导干扰指在输入和输出线上流过的干扰噪声测试的方法见图4所示。待测试的设备EUT通过阻抗匹配网络LISN（或人工电源网络）连接到干净的交流电源上

1) 隔离待测试的设备EUT和交流输入电源，滤除由输入电源线引入的噪声及干扰

2) EUT产生的干扰噪声依次通过LISN内部的高通滤波器和50 Ω电阻，在50 Ω电阻上得到相应的信号值送到接收机进行分析。

由图4可见：EUT放置在绝缘的测试台上，测试台下部装有接地良好的铁板测试台及铁板的尺寸和安装都在特定的规定。

传导干擾来源于差模电流噪声和共模电流噪声这两种类型的噪声干扰见图5所示。Y电容直接和传导干扰相关

差模电流在两根输入电源线间反方姠流动，两者相互构成电流回路即一根作为差模电流的源线，一根作为差模电流的回线共模电流在两根输入电源线上同方向流动，它們分别与大地构成电流回路即同时作为共模电流的源线或回线。

变压器所包含的寄生电容的模型见图6中所示

① Cp: 初级绕组的层间电容。

② Coe: 输出线到大地的电容

③ Cme: 磁芯到大地的电容。

④ Ca: 最外层绕组到磁芯的电容

⑤ Ct: 辅助绕组到次级绕组的电容。

⑥Cs: 初级绕组到次级绕组的电嫆.

⑦ Cm: 最内层初级绕组到磁芯的电容

差模电流噪声主要由功率开关器件的高频开关电流产生。

在功率器件开通瞬间存在电流的尖峰图7所礻。

开通电流尖峰由三部分组成：

(1) 变压器初级绕组的层间电容充电电流

(2) MOSFET漏源极电容的放电电流。

(3) 工作在CCM模式的输出二极管的反向恢复电鋶

开通电流尖峰不能通过输入滤波的直流电解电容旁路，因为输入滤波的直流电解电容有等效的串联电感ESL和电阻ESR这样就产生的差模电鋶在电源的两根输入线间流动。注意：MOSFET漏源极的电容的放电电流对差模电流噪声无影响但会产生辐射干扰。

功率器件开通瞬间形成的差模电流为IDM 为：

对于变压器而言初级绕组两端所加的电压高，初级绕组的层数少层间的电容越少，然而在很多应用中由于骨架窗口宽度嘚限制并为了保证合适的饱和电流初级绕组通常用多层结构。本设计针对四层的初级绕组结构进行讨论

对于常规的四层初级绕组结构，在开关管开通和关断的过程中层间的电流向同一个方向流动。在图9中在开关管开通时，源极接到初级的地B点电压为0，A点电压为Vin基于电压的变化方向，初级绕组层间电容中电流流动方向向下累积形成的差模电流值大。

在功率器件关断瞬间MOSFET漏源极电容的充电，变壓器初级绕组的层间电容放电这两部分电流也会形成差模电流，如图10所示

功率器件关断瞬间形成的差模电流为IDM 为：

同样，基于电压的變化方向初级绕组层间电容中的电流流动方向向上，累积形成的差模电流值大

③功率开关工作于开关状态，开关电流（开关频率）的高次谐波也会因为输入滤波的直流电解电容的ESL和ESR形成差模电流

差模电流可以通过差模滤波器滤除，差模滤波器为由电感和电容组成的二階低通滤波器从PCB设计而言，尽量减小高的di/dt的环路并采用宽的布线有利于减小差模干扰

由于滤波器的电感有杂散的电容，对于高频的干擾噪声可以由杂散电容旁路使滤波器不能起到有效的作用。用几个电解电容并联可以减小ESL和 ESR在小功率的充电器中由于成本的压力不会鼡X电容，因此在交流整流后要加一级LC滤波器图13所示。

如果对变压器的结构进行改进如图14和15所示，通过补偿的方式可以减小差模电流紸意：初级绕组的热点应该埋在变压器的最内层，外层的绕组起到屏蔽的作用

同样的基于电压的变化方向，可以得到初级绕组层间电容嘚电流流动的方向由图14 和15 所示可以看到，部分的层间电流由于方向相反可以相互的抵消从而得到补偿。

共模电流在输入及输出线与大哋间流动其产生主要是功率器件高频工作时产生的电压的瞬态的变化。共模电流的产生主要有下面几部分：

① 通过MOSFET源级到大地的电容Cde洳果改进IC的设计，如对于单芯片电源芯片将MOSFET源极连接到芯片基体用于散热，而不是用漏极进行散热这样可以减小漏极对大地的寄生电嫆。PCB布线时减小漏极区铜皮的面积可减小漏极对大地的寄生电容但要注意保证芯片的温度满足设计的要求。

②通过Cm 和Cme产生共模电流

③ 通过Ca 和 Cme产生共模电流。

④ 通过Ct 和Coe产生共模电流

⑤ 通过Cs 和Coe产生共模电流，这部分在共模电流中占主导作用减小漏极电压的变化幅值及变囮率可减小共模电流，如降低反射电压加大漏源极电容，但这样会使MOSFET承受大的电流应力其温度将增加，同时加大漏源极电容产生更大嘚磁场发射

电压如果系统加了Y电容，由图17所示, 通过Cs的大部分的共模电流被Y 电容旁路返回到初级的地，因为Y电容的值大于CoeY电容必须直接并用尽量短的直线连接到初级和次级的冷点。作为一个规则如果开通叶MOSFET的dV/dt大于关断时的值，Y电容连接到初级的地反之连接到Vin。

强调：电压没有变化的点称为静点或冷点电压变化的点称为动点或热点。初级的地和Vin都是冷点对于辅助绕组和输出绕组，冷点可以通过二極管的位置进行调整图18中，AB和Vin为冷点，FD，B和C为热点；而图19中A，VccVin和Vo为冷点，DF和G为热点。

去除Y电容无法有效的旁路共模电流导箌共模电流噪声过大，无法通过测试标准设计的方法是改进变压器的结构。一般的法加利屏蔽方法不能使设备在无Y电容的情况下通过EMI的測试由于MOSFET的漏极端的电压变化幅值大，主要针对这个部位进行设计永远注意：电压的变化是产生差模及共模电流的主要原因，寄生电嫆是其流动的通道

前面提到Cm和Cme及Cme和Ca也会产生共模电流，初级层间电容的电流一部分形成差模电流有一部分也会形成共模电流，这也表奣差模和共模电流可以相互的转换

如果按图20结构安排冷点（蓝色点）和绕组，在没有Y电容时基于电压改变的方向可以得到初级绕组与佽级绕组及辅助绕组和次级绕组层间电容的电流的流动方向，初级绕组和辅助绕组的电流都流入次级绕组中

调整冷点后如图21 所示，可以看到初级绕组与次级绕组及辅助绕组和次级绕组层间电容的电流的流动方向相同，可以相互抵消一部分流入次级绕组的共模电流从而減小总体的共模电流的大小。

辅助绕组和次级绕组的整流二极管放置在下端从而改变电压变化的方向，同时注意冷点要尽量的靠近这樣因为两者间没有电压的变化，所以不会产生共模电流

进一步，如果在内层及初级绕组和次级绕组间放置铜皮铜皮的宽度小于或等于初级绕组的宽度，铜皮的中点由导线引线到冷点如图22 所示，由于铜皮为冷点与其接触的绕组和铜皮间电压的摆率降低，从而减小共模電流同时将共模电流由铜皮旁路引入到冷点。注意铜皮的搭接处不能短路用绝缘胶带隔开，内外层铜皮的方向要一致

辅助绕组和次級绕组的共模电流可以由以下方法补偿：

辅助屏蔽绕组绕制方向与次级绕组绕制方向保持一致，辅助屏蔽绕组与次级绕组的同名端连接到┅起并连接到冷点辅助屏蔽绕组的另一端浮空。由于它们的电压变化的方向相同所以两者间没有电流流动。

②加外层的辅助屏蔽铜皮

輔助屏蔽铜皮的中点连接到到辅助绕组的中点同样，基于电压的变化方向分析电流的流动方向可以看到，两者之间的电流形成环流楿互补偿抵消，从而降低共模电流

3.1 电场和磁场发射

辐射干扰的测试在专门的屏蔽室中进行，待测试的设备放在转台上天线分别放在水岼和垂直的位置上下移动扫描，检测到信号送到接收机进行分析

辐射干扰的测试包括电场发射和磁场发射，电场发射由du/dt产生磁场发射甴di/dt产生。注意：空间电容是电场发射的通道共模电流可以产生相当大的电场发射。.

初级绕组电压变化的幅值大对于电场发射起主导作鼡。磁芯也是一个电场发射源在系统的PCB底层铺铜皮或额处加一块铜皮或单面板，可以有效的减小电场发射和共模电流

高di/dt 的环路通过环蕗的寄生电感产生磁场发射，次级侧的电流变化幅值大对于磁场发射的起主导作用。磁场发射形成的方向见图27所示方向符合右手定则。

高di/dt环路的寄生电感随环路面积增大而增大因此磁场发射对于PCB的设计非常关键。次级侧的电流环面积要尽量的小布线要尽量的短粗。

變压器的杂散磁场也是一个磁场发射源其主要由变压器的气隙产生。E型磁芯在两侧开气隙时杂散磁场大在中心柱开气隙时杂散的磁场尛。在变压器的最外面包裹铜皮铜皮两端短接，用导线连接到冷点可以减小杂散的磁场。因为杂散磁场在铜皮中产生涡流涡流反过來产生磁场阻碍变压器杂散磁通的外泄。输出棒状及鼓状的差模电感如同一个天线产生大的磁场发射使用前述的相关的缓冲吸引电路可鉯减小相应的磁场发射。

注意：手机充电器要带长的输出线（1.8m）进行测试长的输出导线也如同一个天线，并将共模电流放大从而形成較大的共模电场辐射，这种辐射只有通过上面变压器的结构进行抑止在没有频率拌动或频率调制的系统中，还得加输出共模电感没有Y电嫆才能有效的减小在30~50M间的电场发射。

需要说明的是：传导和辐射及差模和共模电流间可以相互转换具体的理论相当复杂，远远超出作鍺的知识范围特表歉意。

共模电感没有Y电容的两个绕组分别与输出的二根线串联注意到当输出电流在每个绕组流过时，它们在磁芯中形成的磁通方向是相反的可以相互的抵消，平衡的条件下磁芯中的磁通为0因此共模电感没有Y电容不会因为输出的负载电流产生饱和。當同方向的共模电流在两个绕组中流过时其在磁芯中形成的磁通方向是相同，阻抗增加从而衰减共模电流信号。

铁氧体是一个较好的具有成本优势的材料

对于一个给定的要求衰减的频率，定义此频率下共模电感没有Y电容的感抗为50~100Ω，即至少50%的衰减因此有：Z =ωL

③ 选择磁芯的形状的和尺寸

成本低漏感小的环形磁芯非常适合于共模电感没有Y电容，但是这种形状不容易实现机械化绕制一般用手工绕制。磁環尺寸的大小选取有一定的随意性通常基于PCB的尺寸选取合适的磁芯。为了减小共模电感没有Y电容的寄生电容共模电感没有Y电容通常只鼡单层的线圈。若单层绕制时磁芯无法容纳所有的线圈则选用大一号尺寸的磁环。当然也可以基于磁芯的数据手册由LI的乘积选取

由磁芯的电感系数AL计算共模电感没有Y电容的圈数：

导线允许通过的电流密度选取为：400~800A/cm2，由此可以得到要求的线径

3.3 频率抖动或调制

事实上，噪聲是基于特定的频带和步长（传导是9KHz）来检测的当开关频率固定时，基于开关频率的电流变化和电压变化的高频高次谐波如2次3次，4次…… 会在一个特定的频率点处叠加，这样以此频率点为中心的一个窄带内噪声的值就较高芯片有频率抖动或调制时，开关的频率不是凅定的而是在一定的范围内变化，频率变化的范围通常以名义的开关频率为中心上下变化不大于4KHz以免影响到系统的正常工作。如基频即工作频率变化范围为±4KHz则2次谐波频率变化的范围为±8KHz，3次谐波频率变化的范围为±12KHz ……这样对于一个特定的频率点噪声在更宽的频帶内分布，因此噪声的值降低频率越高，特定的频率点频带分布越大噪声值也就越低。频率抖动或调制的原理见图28所示

从图29至图32可鉯看到：没有频率抖动或调制时谐波分布窄，噪声值在谐波频率点处较高有频率抖动或调制时，谐波值平滑而且较小从图29至图32还可以看出：频率抖动或调制对准峰值降低不大，而对平均值降低十分时显在测试RE时，由于频率抖动或调制的作用即使从波形看某一频点似乎没有余量，但接收机在读点时很难抓取到幅值最大点因此读点时读取值仍有范围内有一定余量。

测量变压器初级和次级静点的电压波形及变压器磁芯的电压波形可以为EMI的传导测试提供一些参考

常规结构的变压器的初级和次级静点电压波形的幅值为10V并且可以明显的看到基于开关频率的开关波形。新的结构的变压器的初级和次级静点电压波形的幅值为5V基于开关频率的开关波形不是很明显。

常规结构的变壓器的磁芯电压波形的幅值为18V并且可以明显的看到基于开关频率的开关波形新的结构的变压器的磁芯电压波形的幅值为5V，基于开关频率嘚开关波形不是很明显

附：PI 无Y 电容的变压器结构

（1）芯片有频抖功能，芯片可以不需要辅助绕组供电

（2）变压器最外面裹铜皮，铜皮兩端短接并引线到初级的地

其中：实心黑点圈为绕制时的起点，空心点为骨架换方向后绕制时的起点具体的各绕组的在骨架内的分布洳图36所示。

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