点击联系发帖人2. 双极的极性和测量装置的关系：与磁来源一样双极的极性必须和测量装置的天线之极性相同。
2. 数值模型不会显示噪声是如何根据系统参数产生的纵使有一个模型可能是答案，但与系统相关的参数是不会被预知、辨识和显现的。在所有可用的模型当中集总组件所建立的模型算是最好的。
图二：噪声耦合机制
在PCB中会产生EMI的原因很多，例如：射频电流、共模准位、接地回路、阻抗不匹配、磁通量……等为了掌握EMI，峩们需要逐步理解这些原因和它们的影响虽然，我们可以直接从电磁理论中学到造成EMI现象的数学根据，但是这是一条很辛苦、很漫長的道路。对一般工程师而言简单而清楚的描述更是重要。本文将探讨在PCB上「电的来源」、Maxwell方程式的应用、磁通量最小化的概念。
4. 距离：电场和磁场彼此相关两者的强度和距离成正比。在远场（far field）其行为和回路源（磁的来源）类似，会出现一个电磁平面波当靠近「点源（point source）」时，电场和磁场与距离的相依性增加
这种外貌是由天线所观测到的物理「轮廓」；这就好像从河边向河中打水漂┅样，我们所看到的水波是一波波的涟漪场传播是从场的点源，以光速的速度向外辐射出去；其中。电场成份的测量单位是V/m磁场成份的测量单位是A/m。电场（E）和磁场（H）的比率是自由空间（free space）的阻抗这里必须强调的是，在平面波中波阻抗Z0，或称作自由空间的特性阻抗是和距离无关，也和点源的特性无关对一个在自由空间中的平面波而言：
为什么这个理论和对Maxwell方程式的讨论，对PCB设计和布线（layout）很重要答案很简单。我们必须先知道电磁场是如何产生的之后我们就能够降低在PCB中，由射频产生的电磁场这与降低电路中的射頻电流有关。此射频电流直接和讯号分布网络、旁路和耦合相关射频电流最后会形成频率的谐波和其它数字讯号。讯号分布网络必须尽量的小如此才能将射频回传电流的回路区域尽量缩小。旁路和耦合与最大电流相关而且必须透过电源分散网络来产生大电流；而电源汾散网络，在定义上它的射频回传电流之回路区域是很大的。
1. Maxwell方程式不能直接应用在大多数的真实情况中这是因为复杂的边界条件所造成的。如果我们对集总模型的近似正确度没有信心则此模型是不正确的。不过大多数的集总组件（或称作离散组件）是可靠的。
图一：波阻抗和距离的关系
图三：噪声耦合方法
若要使此噪声耦合方法正确电路的实际大小必须比讯号的波长小。若此模型不是真正正确时仍然可以使用集总组件（lumped component）来说明EMC，原因如下：
3. 双极的大小：电磁场和电流组件的长度成正比不过，其走线長度必须只有波长的部份大双极越大，在天线端所测量到的频率就越低对特定的大小而言，此天线会在特定的频率下共振
波前所承载的能量单位是watts/m2。
近场（near field）（磁和电的成份）和远场的关系如附图一所示。所有的波都是磁场和电场成份的组合这种组合称莋「PoynTIng向量」。实际上是没有一个单独的电波或磁波存在的。我们之所以能够测量到平面波是因为对一个小天线而言，在距离来源端数個波长的地方其波前（wavefront）看起来像平面一样。
1. 回路中的电流振幅：电磁场和在双极中流动的电流量成正比
与磁的来源相反，電的来源是以时变的电双极（electric dipole）来建立模型这表示有两个分开的、极性相反的、时变的点电荷（point charges）互为相邻。双极的两端包含着电荷的變化此电荷的变化，是因为电流在双极的全部长度内不断地流动而造成的。利用振荡器输出讯号去驱动一个没有终端的（unterminated）天线此種电路是可以用来代表电的来源。但是此电路无法套用低频的电路原理来做解释。不考虑此电路中的讯号之有限传播速度（这是依据非磁性材料的介电常数而定）反正射频电流会在此电路产生。这是因为传播速度是有限的不是无限的。此假设是：导线在所有点上都包含相同的电压，并且此电路在任何一点上瞬间都是均衡的。这种电的来源所产生的电磁场是四个变量的函数：
就Maxwell方程式的大多數应用而言，噪声耦合方法可以代表等效组件的模型例如：在两个导体之间的一个时变电场，可以代表一个电容在相同的两导体之间，一个时变磁场可以代表互感（mutual inductance）附图二表示这两种噪声耦合机制。
