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功放功率管如何挑选
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初学者修，不如测试挑选功率管，测试它的电流放大倍数耐压值。请多多指教
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这个需要专用的晶体管测试仪，业余选一般只能看所刻的字或印的字是否清晰，一笔一划都光滑无毛刺，引脚要容易上锡，管体外观光滑无披锋，同一批次各PN节电阻相差不大
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& & 首先要选购原装正品管，一般来说，进口拆机的要好于国产的管子，然后看批号，正品管上面都印有批号，应尽量选购同批次的管子，也可以使用万用表的晶体管测量功能挑选放大倍数尽量接近的管子，如果放大倍数相差悬殊，调整静态电流的时候就很麻烦，由于每个功率管的基极偏置电流是相同的，放大倍数高的管子导通程度会大于低倍数管子，每个功率管的CE结电流就相差很大，表现为有的功率管很热，有的功率管微热或不热，重则容易烧毁功率管，轻则造成音频信号的失真，尤其是小音量听音乐时失真会更明显。然后看做工，正品管的管脚光滑无毛刺，脚锋切割规整，字体印刷清晰，散热器表面光滑无坑点。再有就是不要贪图便宜，先上网查查大致价格再购买，价格相差悬殊，特别便宜时就很可能是假货，拆机管子除外。
我很赞同！
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功放机功率管挑选时的主要参数有两项，第一项集电极发射极反向击穿电压，简称BVCEO，就是功率管基极开路状态下，加在集电极和发射极之间的最大允许电压。使用时如果加在功率管的集电极和发射极之间的电压值UCE大于BVCEO值，就有可能造成功率管集电极和发射极击穿而永久性损坏。晶体三极管基极开路时，集电极和发射极之间能够承受的击穿电压值最低，在正常使用电路中基极开路的概率是很低的，根据BVCEO选定的最大UCE值是安全的。每种晶体三极管的BVCEO值是在生产厂家给出的反向电流值情况下测得的，业余情况下我们不可能知道待测管的准确BVCEO测试电流值，也就不能准确知道BVCEO值。我们可以通过简单的测试电路来知道待测管的大致BVCEO值。准备一只功率约30W或50W次级电压约250的电源变压器，或者2只型号完全相同的50W变压器，次级连接使用，得到初级输入电压220V次级电压220v的变通电源变压器，用1N5408二极管4只组成桥式整流，用450v/47uf电解电容滤波得到约300v直流电压。在直流电源的正极串入一只15K/3W的固定电阻当做固定限流电阻，然后在15K电阻后面再串入一只阻值100K线绕电位器，也可以用30只4.7K电阻依次串联代替。以常见功率管C5200测试为例，该管参数BVCEO230v，ICM15A,PCM150W，把功率管发射极接300v直流电源的负极，集电极接100K线绕电位器中心抽头，通电前先把100K线绕电位器阻值调到最大位置，把一只量程500v电压表接在功率管的集电极和发射极，电压表红表笔接功率管集电极，黑表笔接功率管的发射极，检查无误后，通电，电压表会有一读数，由于现在加在功率管的电压低反向电流小，电压表读数高，慢慢调小100K线绕电位器阻值，在某临界位置电压表读数会突然下降，此时电压表的读数就是被测功率管的大致BVCEO值，不要再盲目调小100K线绕电位器的阻值，这样C5200的BVCEO测量完毕。对管A1943的BVCEO测量，A1943的集电极接300v直流电压的负极，发射极接100K线绕电位器的中心抽头，通电前线绕电位器阻值调到阻值最大位置，测量方法同C5200。功率管直流放大倍数的测量以后接着讲。
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通过测量C的BVCEO值，如果能够达到230v左右，说明被测管可以按照BVCEO=230V的标准使用，如果低于230v很多，只能降额使用。
功放机功率管挑选第二项，直流放大倍数HFE的测量。某种功率管直流放大倍数的测量是在给定的UCE值情况下和给定的集电极电流值情况下测量得来的，其直流放大倍数HFE的测量是有规定条件的。例如2SA58其参数为，BVCEO—200v/+200v，ICM—17A/+17A，PCM200W，HFE30，测试条件，UCE—4v/+4v，IC等于-8A/+8A条件下。
2SA64，BVCEO—230v/+230v，ICM—17A/+17A，PCM200W，HFE40，测试条件，UCE-4v/+4V，IC等于—8A/+8A条件下。
2SA22，BVCEO—180v/+180v，ICM—17A/+17A，PCM200W，HFE30，测试条件，UCE—4v/+4v，IC等于—8A/+8A条件下。
2SA57，ICM—15A/+15A，HFE30，测试条件，UCE—4V/+4v，IC等于—5A/+5A条件下。
2SA21，BVCEO—160v/+160v，PCM150W，HFE50，测试条件，UCE—4v/+4v，IC等于—5A/+5A条件下。
业余条件下可以通过简单的方法测量功率管的HFFE，准备一台输出电压5v输出电流5A的开关电源盒，或者相同参数的变压器整流电源，先把C5200固定在长10厘米宽8厘米厚3毫米的铝型材散热器中心，5v电源正极串入一只最大量程5安培电流表，电流表红表笔接5v正极，电流表黑表笔接C5200的集电极，用来指示集电极电流。用一只量程10v电压表监测C5200的UCE ，电压表红表笔接C5200集电极，黑表笔接C5200发射极，读数就是UCE。然后再用一只最大量程100毫安电流表串在基极回路指示基极电流，100毫安电流表的红表笔接5v电源正极，黑表笔接一只20欧固定电阻的一端，20欧电阻另一端接500欧线绕电阻的一端，线绕电阻的中心抽头接C5200的基极，这样20欧电阻和500欧线绕电阻共同构成C5200的偏置电阻，20欧固定电阻的作用是防止线绕电阻调整时不慎阻值调整为0欧烧毁功率管。C5200发射极接5v电源负极。先把500欧线绕电阻阻值调到最大值，通电，慢慢调整500欧线绕电位器，让集电极电流达到1安培，此时C5200UCE必须保持在5v，如变低应调节开关电源盒输出电压取样电位器，让C5200UCE保持保持在5v，记下基极电流，用集电极电流值除以基极电流值，就是集电极电流1安培时的直流放大倍数。例如集电极电流为1安培时，基极电流为10毫安，则集电极电流1安培等于1000毫安除以10毫安等于100，则说明被测管HFE为100。如此这般，把被测管集电极电流从1安培到5安培的HFE全部测出，并且列出表格，HFE的数值从集电极电流1安培到5安培一目了然。真正的C5200好管子其HFE数值在集电极电流1安培到5安培的剧烈变化中几乎保持不变，就是HFE保持线性放大状态。相反那些在集电极电流1安培时HFE保持稳定，到3安培HFE就大幅度下降的管子是不能相信其质量的，这样的“C5200管子”只能用在低供电小输出功率的功放机上。A1943的HFE测量，把5v供电电压正极负极对调，电流表、电压红表的红表笔、黑表笔对调，其余同C5200测量方法。这样经过对购买的管子测量之后，相似BVCEO值情况下、相似HFE的管子放在一起，标注清楚各个管子的参数，例如可以把管子插在硬纸板上，用透明胶带固定，在管子下面写上该管的BVCEO和HFE参数，组成管子库，方便以后挑选配对。通常情况下新买的100对管子经过上面测量之后，能够挑出相似BVCEO值情况下、相似HFE的管子不会多，管子参数的离散性很大，几乎和运气有关。
只用一对A情况下，HFE值误差在百分之十左右是允许的，在采用多对A并联使用情况下，各个管子的HFE值误差最好控制在百分之五以内，并联的管子数量越多，HFE误差应越小。这就是向功率管经销商购管子时，要求管子配对数量越多价格就越贵的原因，因为提供配对管子数量越多，由于管子参数的离散性原因，经销商消耗的管子数量越多。
谢谢分享，家电维修论坛有您更精彩！
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楼上描述很专业喔，赞一个
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功放机功率管挑选时的主要参数有两项，第一项集电极发射极反向击穿电压，简称BVCEO，就是功率管基极开路状 ...
是很专业哦！
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3DD101A,(3DD12A,3DD15A,3DD15B),BVCEO100V,PCM50W,ICM5A,
3DD101B,(3DD15C,3DF5C),BVCEO150V,PCM50W,ICM5A,
3DD101C,(3DD03C,3DD12B),BVCEO200V,PCM50W,ICM5A,
3DD101D,(3DD15D,DD301D),BVCEO250V,PCM50W,ICM5A,
3DD101E(3DD15E,3DD15F,3DD15G,3DD12C,3DD12D,3DD12E),BVCEO300V,PCM50W,ICM5A,
以上管子HFE20，测试条件，UCE5V,IC等于2A条件下。
3DD103A,(3DD13A,B,3DA58A,C,),BVCEO200V,PCM50W,ICM3A,
3DD103B,(3DD13C,)BVCEO300V,PCM50W,ICM3A,
3DD103C,(3DD13D),BVCEO400V,PCM50W,ICM3A,
3DD103D,(3DD13F),BVCEO600V,PCM50W,ICM3A,
3DD103E,BVCEO800V,PCM50W,ICM3A,
以上管子HFE20，测试条件，UCE10V,IC等于2A条件下。
3DD202A,BVCEO500V,PCM50W,ICM3A,
3DD20B,BVCEO600V,PCM50W,ICM3A,
以上管子HFE7到30，测试条件，UCE10V,IC等于1.5A条件下。
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不错，高手都出来了。
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不要轻信铁壳管子3DD15D的BVCEO值标示。
一位同仁接修一台扩音机，功放电路是经典有输入、输出变压器应用形式，原功率输出管型号3DD15B。故障是2只功率管击穿一只。同仁购买3DD15D更换，心想3DD15D反向击穿电压250v代替反向击穿电压100v的3DD15B绰绰有余，结果没用几天新换的3DD15D又击穿。怀疑新买的这一批3DD1D有问题，测量管子的BVCEO值，29只3DD15D只有4只BVCEO达到95v到105v，把1只上机使用，功放机长期使用工作正常。其余管子BVCEO值在35到60不等，也就是说同仁购买的这30只3DD15D只有2只达到3DD15B的要求，其余只能降额使用。因此要养成功率管上机前必测的习惯。
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广大朋友们，夏天已悄然向我们走来，这个季节令人容易犯困，觉得疲倦，但我们在安装、维修一线的工友们却是最忙碌的，纵观以往这季节也是安全事故多发的季节，每当看见那些血淋淋的事故确实让人揪心和心痛，我们家维人是拿生命来为广大人民服务，为尽量减少类似的的事故再发生，也为警示大家对安全的重视，所以家电维修论坛管理团队举办一次关于以安全为主题的征文活动！
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-&-&-&基站对高集成度低噪放的要求
基站对高集成度低噪放的要求
随着无线宽带系统的频率带宽越来越宽，基站性能的要求也越来越高。低噪放，作为基站塔放中的关键器件之一，它不仅影响基站的覆盖范围，而且也决定了其他邻近基站的发射功率和杂散要求。安华高的高集成度低噪放，例如MGA-63X系列，具有好的噪声系数和线性度，完全可以满足此类基站的要求。目前，一个基站的站点通常需要安放多个无线发射器。共享站点的方式，一来可以降低同一区域的基站站点数量，二来可以降低各种服务成本。为满足这两个要求，基站的接收链路需具有如下两个特点：高接收灵敏度和高带内/带外杂散的抑制能力。接收灵敏度用来表示接收器的弱信号接收能力。具体公式如下：其中BW是指信号带宽，SNR是指特定信号的信噪比，F是指系统的噪声系数。根据Friiss方程，系统的噪声系数可以表述为：其中Gn是指接收链路中第n级放大器的增益，Fn是指接收链路中第n级放大器的噪声系数。从公式中可以看出，接收链路中的第1级放大器的噪声对系统噪声的贡献远远大于其它放大器的噪声对系统噪声的贡献。因此，低噪声放大器（LNA）作为接收链路的第一级放大器对减小系统噪声，提高系统的接收灵敏度具有很大的帮助。目前的基站一般将LNA放置在靠近天线的塔放内。由于减少了塔放和基站地面部分之间的连接电缆的长度，这种方式将有助于降低系统的噪声系数，并提高整个系统的接收灵敏度。然而，保证收发共用一根天线的双工器和预防带外阻塞的滤波器由于一定位于比LNA更靠近天线的位置，因此它们的插入损耗也必然会增加系统的噪声系数。这时，就需要通过降低LNA的噪声，来抵消掉双工器和滤波器额外产生的噪声，以保证整个系统的噪声系数。在基站中使用的LNA除了噪声系数这个指标以外，其他的性能指标也是非常关键的。比如高增益，用于补偿塔放和基站地面部分的连接电缆损耗；高线性度，用于保证在强信号下，系统内部信道之间的干扰不会引起信号失真等等。安华高 MGA-63X系列的特性安华高的微波单芯片高集成电路（MMIC）MGA-63X系列低噪声放大器采用了最好的降噪技术。例如，器件封装采用了2×2×0.75mm的8-pin QFN技术，可以有效减少由于连接线不连续性造成的功率反射。系列中的每个器件都具有相同的管脚定义和封装，方便客户使用同样的PCB，只需要更改单个器件，就可以直接覆盖从400MHz到4GHz的频率范围。MGA-63X系列低噪放采用的是具有安华高专利的0.25微米特征尺寸的砷化镓增强型模式，ePHEMT制程。这使得低噪放的目标增益（在0.9GHz大于17dB）在只使用一个晶体管的情况下就可以达到。整个制程过程也保证内部互联产生的Johnson噪声最小。另外，通过使用高导电的金属材料使得其噪声系数可以和陶瓷封装的器件相比。MGA-63X系列低噪放的生产技术有助于其抵制强信号的阻塞。信号阻塞会导致接收链路的增益降低，噪声增加。一个不同步的干扰信号，比如同一位置的功率发射器，或者一个同步的干扰源，比如环行器或者双工器的泄漏信号，都有可能引起阻塞现象。具有较高的增益压缩门限的器件可以适度的抑制阻塞。增益压缩是放大器的一个非线性指标，其位于放大器的线性区域之外。生产制程的低拐点电压可以允许一个大的电压摆动在被消峰前存在，从而使得器件具有了高的增益压缩门限。MMIC本身由一个单个的FET共源放大器和一个动态偏压调制器组成，如下图。图1：MMIC内部框图动态偏压可以提高低噪放的线性度，源电感Ls有助于兼顾良好的输入回波损耗和较低的噪声系数。由于调整器和低噪放晶体管使用相同的制程被集成在一起，因此Vbias和VGS可以相互作用。这种作用一方面通过校准温度的偏移来帮助确保Ids的温度稳定度，另一方面有助于补偿在晶圆工作时的跨导变化。这些技术已全部应用在MGA-63X系列LNA。偏压调整器可以通过改变外部的电压（Vbias）来调整低噪放的静态电流（Ids）。其驱动电流（Ibais&1mA）和大多数的CMOS器件相当。可以直接连接到系统的控制器引脚，然后控制低噪放的开关状态使其应用在时分模式。可调节的偏压特性使得工程师在使用器件时需要在功耗和线性度上做取舍。在不需要高线性度的应用中，工程师可以通过增加Rbias（正常为6.8k欧姆）的电阻来达到省电的目的。或者在增益和输出功率变化不大（ΔG和ΔP1dB≤0.5dB）的情况下，通过改变Idd的电流（25～75mA），使得低噪放的OIP3产生大约10dB的变化。这使得具有微控制器控制Vbias的低噪放对频谱拥挤的自适应能力大大增强。无论是晶体管的设计还是偏压调整器的工作，都在尽量避免使用额外的匹配网络。主要是担心会带来插入损耗和噪声系数的增加。晶体管的几何结构和它的标准电流已经可以保证其输入阻抗在50欧姆附近。内部集成的动态偏压调整器通过外加电阻的方式也可以保证其不影响低噪放的输入阻抗。这些措施都是用来保证低噪放不需要外加的输入匹配，帮助获得最小的噪声系数。评估板的性能为评估MGA-63X系列低噪放的特性，安华高制作了MGA-633P8的demo板，并在最少外围器件的情况下，测试了其900MHz的特性。外围器件的值是通过简单的仿真获得，没有进行最优化仿真设计。更多的EVB的仿真信息请参考安华高的应用文档AN-5457。MGA-633P8的DEMO板原理图如下：图2：MGA-633P8的DEMO板原理图在上图中，输入电感L1仅具有射频信号抑制器的功能，低噪放的输入损耗对输入谐振器的空载Q值并不是特别灵敏。仿真显示，输入谐振器空载Q值在20到100的范围内变化，噪声系数的变化量小于0.05。这表明，无论是使用0402的多层贴片电感还是使用空心的绕线电感，对低噪放的都影响很小。对输入谐振器的低要求主要用来确保低噪放设计的低成本和小尺寸。EVB的制作图例如下：图3：EVB的制作图图中PCB的尺寸为21.5×18×1.4mm，PCB板材有两层，顶层为Rogers的RO4350，厚度为10mil，底层为低成本的FR4，厚度为1.2mm，二者的接地铜箔紧紧的结合在一起。射频连接器是Johnson的SMA接头，DC电源接头是2-pin的连接器，被动元件的尺寸都是0402的，这样整个元器件区域的大小约为8×10mm2。EVB的测试结果如下图：图4：EVB的测试结果在900MHz，低噪放的噪声大约为0.3dB，增益大约为18dB，输入和输出回波损耗为小于-15dB。另外，在1GHz的带宽内，回波损耗都可以满足这个要求。从系统的角度来说，这个是非常受欢迎的特性。主要是由于传统的基站需要靠隔离器或者3dB耦合器来满足系统回波损耗的要求。进一步来说，输入输出匹配的宽带宽也使得基站的双工器或者输入输出滤波器的使用调试变得简单，降低了系统的设计复杂度。虽然MGA-63X系列低噪放的主要目标市场是窄带的蜂窝基站，但是从其EVB上展现的RF特性（在400MHz～1400MHz范围内，噪声小于0.4dB，回波损耗小于-10dB）来看，它也可用于有线/卫星电视分布系统、军品、扫描仪、多功能收音机等各种产品。从EVB的测试结果可以得出结论：MGA-63X系列低噪放给基站的设计师提供了很多即实用又价值高的功能。除了有高线性度、低噪声系数这样蜂窝通信必需的特性外，MGA-63X系列低噪放还提供了：高增益的特性，以保证信号链路在经过双工器和滤波器的损耗后，还有足够的增益余量；动态偏压控制，以调节信号链路的功耗和线性度；内部50欧姆阻抗匹配，以减少外部网络匹配器件。总之，MGA-63X系列低噪放是更简单、更小、更低设计成本的一款优秀器件产品！
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