&&& 康佳第二代超级芯片S系列彩色电视机的主芯片采用德国微科公司的 VCT3801A(P2971S采用VCT3803A1，开关稳压采用了日本三肯公司的最新厚膜 STR-G8656(21英寸采用 STR-G5653，它与G8656 P1N对，各脚位均相对应，工作原理完全一样)。本文仅介绍G8656及外围元件组成。该电源稳压采用初级取样方式，正常工作时工作于准谐振(QRC)状态，待机及听伴音时工作于PRC状态。
&&& STR-G8656采用5脚绝缘模块封装，内部集成了功率场效应管和控制器以及高精度的误差放大器。主要包括启动电路、逻辑电路、、高精度误差放大器、软激励电路以及过流、过压、过热等保护电路。并有启动小，功率MOS管雪崩(耐受)能量商的优点。
&&& 该电源电路的主要特点如下：
&&& 1．电源范围宽，交流电压输入130V~265V(国内销售机型)。
&&& 2．采用初级取样，节省次级取样误差放大电路。
&&& 3．电路形式简单，外围元件少。
&&& 4．采用准谐振工作方式，降低导通损耗和(电磁脉冲干扰)值。
&&& 5．具有多种保护电路。
&&& 下面以康佳P2971S型彩电为例介绍该电源电路的工作原理。
& &&一、的组成
&&& P2971S的开关电源电路原理图如附图所示，它由以下部分组成：
&&& 1．整流电路：线性共轭 L901、L902，桥式VC901，为防浪涌电流的负温热敏R901，滤波 C9lO等。
&&& 2．开关稳压电路：开关T901，启动R903，厚膜N907(G8656)，正反馈电路VD947、C961，取样R967，滤波电路R968、C953，导通延迟电路R969、VD952、C960、VD951(上述元件均在T901的初级一侧)。
&&& 3．次级整流滤波电路：行电源VD906、 C927，场正电源VD9ll、C939，场负电源 VD912、C946，场逆程及行推动电源 VD913、C945，整机芯片供电电源VD904、 C926，伴音电源VD905、C925。
&&& 4．待机控制电路：R113、V102、 R129、VD908、R919、V902、N902、R916、 V905、V904、V906。
& &&5．整机芯片供电控制电路：N904、 N905、N906、V904、V905、V906。
& &&二、开关电源工作原理
& &&1．启动振荡
& &&接通电源后，市电交流220V经 VC901整流，R901抑制浪涌，C910滤波后得到大约300V的直流电压。该电压经开关变压器的初级绕组13-⑩及 L904、L914加至N907①脚(内部功率场效应管的漏极)；另一路经R903降压限流后加至N907④脚，对C961进行充电。当充电到16V的启动电压后，内部振荡器开始工作。开关脉冲经内部软驱动器放大后，推动开关管导通，开关变压器初级流过电流。当开关管截止时，正反馈绕组15-17的感应电压经VD947整流， E961滤波获得约32V的直流电压，以取代开机时由R903提供的开启电压，使电源IC(N907)正常工作，T901次级绕组向各级提供直流电压。
&&& 2．稳压原理
&&& 该开关电源采用初级取样方式进行稳压(STR-G8656也可采用次级取样方
式，但需使N907④脚电压低于28V)。输出电压的定电压控制以④脚得到的+32V为取样电压，由流过内藏误差放大器的反馈电流进行。该反馈电流流经R968及 R967到地，在IC⑤脚形成直流电压V(R968)。同时开关管在导通期间的漏极电流ID在R967上形成锯齿波电压V(R967)。当此两个电压叠加之和超过比较器l的阈值0．73V时，比较器翻转，使振荡器进入OFF状态，关断开关管。例如当某种原因使开关电源的+B电压升高时，通过变压器的耦合，初级的正反馈绕组电压也升高，加至N907④脚，经过内部高精度的误差取样放大电路放大后的反馈电流也增大，在电阻R968上形成的直流电压也升高，很快达到比较器1的阈值，使振荡器很快进入OFF状态，即降低了开关脉冲的占空比，从而使+B电压降低以达到稳压目的。反之亦然。
&&& 3．准谐振延迟电路
&&& 当开关管截止后，初级绕组在开关管导通时储存的能量通过变压器传递到次级。次级导通，向负载释放能量。当释放完能量后，此时开关管并不马上导通。初级绕组与开关管漏极的电容C954开始进行串联谐振。开关管何时导通由延迟电路决定。正常工作时，超级芯片 VCT3801A64脚为低，V102截止， V902导通，光耦N902导通(光耦在整个电源电路中只是起一个开关的作用，并没有参与调压)。在开关管截止时，正反馈绕组电压经VD952整流取出正极性的脉冲波形，R969与R968分压，经光耦N902到 C960由R969与C960形成的RC延迟后，通过VD951到达N907⑤脚，再与比较器2的阈值进行比较，控制开关管在谐振电压到达最低点时导通。降低了开关管的导通损耗和EMI电磁脉冲干扰值。
&&& 4．光耦在稳压和待机状态的动作及作用
&&& 光耦在整个电源稳压电路中只是起一个开关的作用。在正常工作中，光耦 N902导通，将反馈绕组的正极性脉冲波形送到厚膜电源IC⑤脚，IC内部将之与比较器2的阀值进行比较，使开关管在谐振电压到达最低点时导通。在待机和听伴音状态，光耦N902截止，IC⑤脚因没有该反馈脉冲波形而进入PRC工作状态。如果不考虑待机和听伴音状态。则可取消该光耦。在光耦③一④脚处直接用导线短路，控制光耦(①一②脚)的电路部分部可取消。电源照样正常工作。这样将没有PRC状态，即电源始终处于准谐振状态。但由于待机和听伴音时，负载很小，电源的工作将很高，尤其在交流输入电压很高时，可达到150k。这样电源IC的关断损耗很大(即关断时储存在漏极电容上的能量在功率MOS管下一个导通的导通开始瞬间流过MOS的损耗)，造成电源散热片温升很高。同时变压器的铁损和铜损也很高，变压器的温升也大。因此，在待机和听伴音时，增加一个光耦进行切换。使电源在轻负载时，工作于PRC模式，使之工作频率降低以降低损耗，保证电源散热片和变压器的温升不致过高。因此该光耦只是一个开关，并没有参与调压作用。
&&& 5．待机和听伴音控制电路
&&& 当待机和听伴音时，VCT3803A64脚为高电平。V102导通，V902截止，光耦 N902截止，N907⑤脚由于没有正反馈绕组脉冲而进入PRC工作模式(注：PRC是 Pulse Ratio Control缩写，即关断时间一定，调节导通脉冲宽度的控制方式的简称)。MOS管的OFF时间由内部固定为50μs(20kHz)，此时⑤脚的电压为MOS管导通时的ID电流在R967上形成的锯齿波电压V(R967)和内部固定偏流在R968上形成的直流压降之和，它与比较器1的阈值比较来决定MOS管的ON时间。
&&& 待机时，VCT3803A⑦脚(POWER)为低电平，V905截止。V904、V906因没有电流通路而截止，截断了供给主芯片和行场部分，以及中频IC、伴音处理IC等的电源，只留下待机的5V CPU电源。
&&& 听伴音时，POWER脚为高电平， V905导通，V904、V906导通，供给整机芯片的所有电源。但由于VCT3803A64脚为高电平，其连通至该芯片的32脚也为高电平。该脚电位在低电平时整机正常工作，在高电平时将关断行输出信号，即关断行伍载。此时整机其他部分正常，即进入了听伴音状态。
&&& 三、保护电路的工作原理
&&& 1．初级保护
&&& (1)防浪涌保护
&&& 由于初级电源滤波电容C910的容量较大，为防止开机瞬间的浪涌电流烧坏整流桥堆VC901，同时保护开关管在电源启动时免受大电流的冲击，在开关电源的输入回路上串入了负的热敏电阻R901(常温状态下为5Ω）。在刚接通电源时，R901为冷态，其阻值为5Ω，能使浪涌电流控制在允许的范围内。随通电时间的延长，其阻值降低为接近于零，减少了不必要的热损耗。
&&& (2)过流保护
&&& 当彩电发生短路故障时，N907⑤脚锯齿波电压上升，超过比较器l的阈值电压后翻转，使场效应开关管进入截止状态。输出电压降低而得以保护。
& (3)过压保护
&&& 当次级电压升高或稳压环路失控导致N907的④脚电压达到37．5V时，IC内部的OV保护电路动作。持续8μs后，进入锁定状态。
&&& (4)过热保护(只有STR— G5653才有，STR-G8656无)
&&& 当厚膜电源IC中基板的温度超过140℃时，过热保护电路动作。同样，持续8μs后进入锁定状态。
& &锁定状态时，N907④脚电压波形为锯齿形，即为16V-10V-16V-10V的锯齿波电压。要解除锁定状态，须使该脚电压低于6．5V(关机以后重新开机即可)。由于MOS功率开关管的高雪崩能量保证以及变压器设计时留有的电压余量，本机简化了反峰吸收电路。
&&& 2．次级保护
&&& (1)场脉冲保护
&&& 当某种原因(例如场输出短路)使得加至VCT3803A(N103)的31脚的场脉冲幅度低于2．5V时，CPU使超级芯片N103输出的 RGB信号(VCT3803A42、43、44脚)消隐。保护显像管不致损坏。
&&& (2)X射线保护
&&& 当灯丝电压超过6．9V时，灯丝电压脉冲经VD914整流，C918滤波以及R933与R934分压后，使18V的击穿，对电容C957充电，充电电压达到0．6V-0．7V后，V909导通，V948导通， VCT3803A⑥脚电平变低(正常工作时为高电平)，CPU控制使机器自动关机处于保护关机状态。由于V909与V948接成模式，即使触发电平消失，依靠本身的电流也维持锁定状态。因此此种保护需重新开机才能“解锁”。
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