AOC代工715G2538系列液晶彩显电源高压一体板工作原理_汽摩及配件_中国百科网
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AOC代工715G2538系列液晶彩显电源高压一体板工作原理
    　　715G2538系列电源高压一体板由冠捷代工生产，广泛用在l9英寸~24英寸等多品牌型号液晶显示器上，如AOC、Topview、Maya（玛雅）、ENVISION（易美逊）、明基、华硕等。此系列一体板包括715G/3/5/1-ACE/2-ACE等多种板号，不同板号的元件参数略有调整，直流输出部分有的为单5v输出，有的为5V/14V输出，实质区别很小，电路原理相同。电路板实物见上图，电路框图见中图。
　　一、电源部分原理　　　　电源高压一体板的电源和高压部分完全可理解为相互独立的两个电路，实际维修中也是采用分段切割，缩小故障范围的方法。从中图中可以看出，高压部分与电源部分并无反馈控制回路．所以从直流输出部分进行分割，是完全可使两部分电路工作的。电源部分电路如下图所示。
　　中图中的EMI（电磁干扰）滤波电路，即图3中的压敏 电 阻VAR901之后到整流器BD901之间的&电路，对开关电源噪声干扰进行滤波。L901是绕在同一磁环上的两只独立的线圈，圈数相同，绕向相反，在磁环中产生的磁通相互抵消，磁芯不会饱和，主要抑制对称性噪声；C9011、C902是共模电容，又称&Y电容&，主要抑制非对称性噪声；C903、C904为差模电容，又称&X电容&，主要抑制对称性噪声（注：下图的R901～R903本身不参与EMI滤波，其作用是关机后迅速消耗抗干扰电容C903上储存的电能，防止带电损坏元件及电击伤人）。
　　交流市电经EMI滤波电路后，再经过BD901、C938、C905整流滤波，得到300V左右的直流电压。此电压一路经R904、R932、R933接至PWM芯片TEA153&AT(8)脚，使其启动；一路经过开关T901初级绕组、F901加到开关管Q901漏极。这样，我们最熟悉的开关电源基本启动电路就建成了。
　　TEA1530AT是第二代绿色开关电源芯片，采用固定频率工作模式，内置高压启动电流源，在交流输入70V~276V范围内，均能稳定工作。待机进入跳周期模式，输入功率低至30OmW。最大工作频率设在63kHz，连续模式有斜率补偿。该芯片内置过热保护、欠压保护、过压保护、过流保护电路，具有系统故障恢复重启电路。内部结构见右图。
　　开机上电瞬间，芯片(8)脚得电，内部启动电流源开始对(1)脚外接电容进行充电，此时，内部开关Sl是打开的。当(1)脚电压达到11V以上时，高压电源脚充电功能停止，芯片激活功率转换器，自身供电也由开关变压器的辅助绕组来提供。如果(1)脚电压低于8.7V，芯片进入欠压保护状态，停止PWM信号输出。当芯片正式启动后，VCC在8.7V～20V之间，都不会影响电路的正常工作状态。
　　TEA1530AT启动以后，从(6)脚输出驱动脉冲，通过R910、R938、D903加到开关管Q901栅极(G)，使Q90l工作在开关状态。Q901导通后，电流流过开关变压器T901(4)一(6)初级线组，同时在(1)一(3)绕组两端产生感应电动势，经D901整流、C908滤波后，产生约11V的直流电压，为JC901提供工作所需电源，取代IC901内部的启动电路，使电源正常工作。与此同时，开关变压器副绕组也经过整流、滤波，产生所需的14V、5v电压。
　　电源的稳压采用KIA431A和光耦组合方式。光耦反馈信号加到TEA1530AT(4)脚，芯片根据(4)脚电压的高低，来调整输出PWM信号的占空比，最终使输出电压稳定。
　　KIA431A与常见的TL431、UA431功能完全一致。KIA431A的输入分别通过R927、R940引入14V和5v的取样电压，这样使得输出电压更稳定，但是对取样电阻的误差率要求很高，实际采用精密贴片电阻(注：贴片电阻标注D33表示33k&O，C36表示.3.6k&O，维修中切记此类特殊标识方法）。如果取样电压升高，KIA431A阴极与阳极之间的电流就会增大，使流过光耦中发光管的电流也增大，发光亮度增强，光耦内部三极管导通程度增强，IC(4)脚电压同时升高，输出PWM脉冲的占空比减小，最终使输出电压降低，反之同理。TEA1530AT还设计有(4)脚开路保护功能，当(4)脚开路时，将立即停止功率激励电路的工作。
　　本电路在5V和14V输出端还设置由ZD921/D915、ZD922/D916、R942等元件组成的电路，最终接在KIA431A的REF端，防止输出电压过高。ZD921 16V，ZD922.lV，这两电压之一超过齐纳二极管击穿电压，高电压立刻通过D915或D916加到KIA431A REF端，使其K-A间电流瞬间大幅增加，触发TEA1530AT内部的保护电路动作，停止PWM激励信号输出，达到防止过高电压损坏其他元件的目的。
　　TEAl3311AT方案的保护电路主要从欠压、过压、过流、过热几方面来看，保护电路设置得很完备，也很灵敏。
　　欠压保护通过检测(1)脚电压实现。(1)脚内部是一个欠压锁定比较器，其实质是一个滞回比较器，用以防止在通过各门限时产生错误输出动作。其开启电压为11V，关闭电压为8.7V。当低于8.7V时，停止内部激励输出，芯片处于恢复重启状态，直到(1)脚电压再次升到11V以上，才开始启动内部功率激励电路。
　　过压保护之一是对(4)脚进行监测。如(4)脚电压高于0.63V，芯片内部一个电流源就开始对(3)脚外接电容充电，当(3)脚电压高于2.5V时，保护电路启动，系统处于恢复重启模式；当(3)脚电压高于3V时，则始终处于关断激励输出状态。(3)脚外接元件还具有设定软启动功能。过压保护之二是对(1)脚进行监测，如果(1)脚电压超过20V，芯片将关断。
　　过流保护是通过对TEA1530AT(5)脚信号的检测来实现的。R914对Q901漏极电流进行取样，通过R912加到芯片(5)脚，0909为提高响应速度而设置。若负载电路或开关电源异常，引起开关电源初级侧电流过大，流过Q901的电流亦加大，R914两端产生的压降将会增大，IC901(5)脚电压也会上升，上升到1.5V时，IC901内部的过流保护电路启动，其(6)脚停止输出激励脉冲信号，Q901截止，开关电源停止工作，从而避免了过流带来的危害。
　　过热保护是靠检测芯片本身温度来实现的。当芯片温度超过140℃时，关断输出。
　　在所有开关电源中，均设有电源开关管尖峰吸收回路。当开关调整管由饱和转向截止时，由于输出端的整流二极管存在截止转为导通恢复时间，再加上变压器的漏感等，会使开关管的漏源极间出现尖峰脉冲，极可能击穿开关管。R908、C906.D900和FB901构成尖峰电压吸收回路，用于消除开关变压器漏感产生的尖峰电压，保护电源开关管Q901不被尖峰电压击穿损坏，同时防止开关变压器产生自激。Q901导通时，电压加在T901(4)一(6)绕组上，由于D900截止而停止对C906的充电，所以C906两端电压近似为0V；当Q901截止时，因反激作用，Q901漏极电压快速上升，但由于D900此时有正偏压而导通，即Q2漏极电压对R908、C906分流．C906两端电压逐渐上升，为了确保在开关管截止期间不能因为C906的充电而减小铁芯向负载释放的能量，即充电时间应小于T另外，为避免开关管在关断过程中工作在高电压大电流区，充电时间应&TofFo因此综合考虑上述两方面的因素，应取C906的充电时间等于Toffo本机C906的取值为1500pF，耐压值为2kV，不可随意改变。也就是说，C906充电过程把Q901漏极上升的尖峰电压的顶部削掉，在Q901下一次导通之前，C906充电结束立刻对R908放电，C906的电压降会返回到原来值。维修中遇到莫名损坏开关管的故障，不要忽略对尖峰吸收回路几个元件的检查。
　　开关电源次级输出电路此处不再赘述。从维修角度来看读者也可借助以上分析的原理，对其他芯片方案的电源进行学习，如NCP1200APl00、NCP1200AP60、NCP1200AP40、NCP1203D6、FAN760l．2AS01、2BS0l、LD7535、LD7550、LD7552、LD7575、SGJ5841、SG6841等，结构布局极其一致，电路原理大同小异。
　　片(5)脚，0909为提高响应速度而设置。若负载电路或开关电源异常，引起开关电源初级侧电流过大，流过Q901的电流亦加大，R914两端产生的压降将会增大，IC901(5)脚电压也会上升，上升到1.5V时，IC901内部的过流保护电路启动，其(6)脚停止输出激励脉冲信号，Q901截止，开关电源停止工作，从而避免了过流带来的危害。
　　过热保护是靠检测芯片本身温度来实现的。当芯片温度超过140℃时，关断输出。
　　在所有开关电源中，均设有电源开关管尖峰吸收回路。当开关调整管由饱和转向截止时，由于输出端的整流二极管存在截止转为导通恢复时间，再加上变压器的漏感等，会使开关管的漏源极间出现尖峰脉冲，极可能击穿开关管。R908、C906.D900和FB901构成尖峰电压吸收回路，用于消除开关变压器漏感产生的尖峰电压，保护电源开关管Q901不被尖峰电压击穿损坏，同时防止开关变压器产生自激。Q901导通时，电压加在T901(4)一(6)绕组上，由于TEA1530AT正常工作时的数据见下表，数据均为MF-47型万用表、在线红表笔接地时测得。
充电到20k&O快速回到0&O
保护和定时器输入
可编程电流检测输入
MOSFET栅极驱动输出
高压整流为启动电源输入电流
约20k&O充电过程
　　二、高压部分　　　　715G2538系列一体板的高压点灯部分采用TL494作主控。高压部分输入为供电、亮度调节、开关控制，输出为灯管接口，也可把高压电路看作一个单独的模块。维修时，如高压部分损坏严重，可用单独的高压板进行代换，只要接口对应就行。从电路形式上，完全可把高压部分看成是一个由低压升为高压的开关电源，下图是高压部分电路。
　　TL494在液晶显示器中应用广泛。右图是TL494内部结构图。TL494引脚功能及正常工作时数据见下表。
对地电阻击
第一组误差放大器的同相输入端
第一组误差放大器的反相输入端
反馈PWM比较器输入端
死区控制端，当电压大干5v基准电压时，输出脉冲关断
内部振荡电路，外接定时电容
外接定时电阻
共地端，也是供电的负极端
输出放大管的集电极
从0.5k&O开始缓慢充电
内部驱动放大管的发射极，接地
内部驱动放大管的发射极，接地
输出放大管的集电极
从0.5k&O开始缓慢充电
供电端，允许输入电压达8V～40V
工作状态设定端
输出5v的稳定基准电压
第二组误差放大器的反相输入端
第二组误差放大器的同相输入端
　　在电源部分接入市电后，直流输出端立刻有14V和5v电压输出，这两个电压不受开关控制。高压电路只需要14V供电。如果从驱动板送来高压开启信号，也就是ON/OFF端为高电平，系统处于运行状态，有高压输出，CCFL灯管被点亮。具体工作过程如下：
　　ON/OFF端为高电平，Q805、Q804相继导通，14V电压加到TL494(12)脚，使之得电工作。(9)脚和(10)脚推挽输出两路相位相差180。、频率约几十千赫、宽度可调的PWM激励信号，经Q801/Q804、Q811/Q812缓冲放大后，通过R839/R850加到末级功率放大管的栅极。为了避免在两路激励信号交替处推挽开关管Q802/Q803内部两只场效应管同时导通，通过TL494(4)脚外接元件来设定死区时间，保证一组驱动脉冲使推挽电路一臂导通后，相隔一死区时间才发出另一组驱动脉冲，使另一臂导通（说明：(4)脚电压越高，死区时间越长）。末级功率放大管Q802/Q803为8脚贴片元件，型号为P5506HVG，内置两只N沟道功率场效应管，为60V/4.5A2W(注：P5506NVG和P5506BVG，二者结构不同，不能互换)。
　　高压变换部分电路以T801和T802为核心元件，每个变压器最终承担点亮两只灯管的任务，两部分电路完全相同，构成两路并联推挽式逆变器。下面以T801相关电路为例进行讲解。
　　经过缓冲放大的推挽信号加在Q802的两个栅极，使内部两只场效应管处于开关状态，交替导通和截止，在变压器T801次级绕组产生了方波电压，改变场效应管激励脉冲的占空比，就能起到调节输出电压的作用。目前采用的冷阴极灯管CCFL是非线性负载，根据其发光特性要求，只有提供30kHz～80kHz的交流正弦波供电，发光效率最高，使用寿命最长。因此，高压电路次级要把方波转换为正弦波。输出电路如果处于谐振状态，就能很好地解决方波变正弦波问题。如果谐振电路的谐振频率就是振荡器的振荡频率，那么，该背光灯驱动电路就能最大限度且高效地把能量传输给灯管。本电路是通过变压器次级绕组与灯管电容来巧妙实现上述功能的。电容C801并联在T801高压变压器输出端，对高压启动一个平滑滤波作用，它不是一般高压电路的输出电容。如果没有C801，正弦波上面将增加很多阶梯甚至尖峰，既不利于灯管，也容易触发保护电路动作。在维修中，电容C801是比较容易损坏的元件，如有损坏，一定要用和原来一样的电容代换，否则会对电路性能造成很大影响。
　　本机灯管电流检测电路和灯管开路保护电路由四个完全相同的电路组成，下面以CN801-路为例进行说明。
　　流过灯管的电流在R801上产生交流压降，经D801整流，R841、R851、C842的阻容网络滤波后，与驱动板送来的调光信号一起加到TL1451(1)脚误差放大器I同相输入端。
　　误差放大器反相输入端电压由(14)脚输出的5V基准电压通过R831、R832分压所得。灯管反馈的电流信号和误差放大器的设定信号经过比较放大，进一步控制输出的脉冲占空比，达到稳定灯管亮度的目的。
　　灯管开路保护电路对灯管低压端进行电压取样。以CN801为例，取样元件为R817、C819、D805．此电压经D806隔离后，加到Q809栅极。灯管正常工作时，Q809处于导通状态，D814导通，TL494的误差放大器II同相输入端(16)脚电压低于反相输入端(15)脚，不影响内部振荡器工作。如果灯管开路，则低压端电压近似为ov，Q809立刻截止，漏极电压升高，二极管D814截止，TL494(16)脚电压高于(15)脚，振荡器停振。
　　再来看一下TL494的外围元件。(4)脚是死区时间控制端DTC，外接C822、R820构成软启动电路。开机瞬间，C822充电，DTC端电压由高到低，TL494输出端PWM脉冲占空比由小到大，从而避免了瞬间大电流对元件造成损坏。(4)脚DTC端外接的D808是隔离二极管。开机时，ON/OFF端为高电平，Q805、Q806导通后，高电压加到Q810栅极，Q810立即导通，其漏极电压为0V，二极管D808反偏截止，对DTC电路不产生影响；在关机瞬间，Q810栅极电压瞬间消失，Q810截止，14V电压经过R813、Q810漏源极、D808加到TL494(4)脚DTC端，促使其内部逻辑电路停止PWM信号输出，灯管瞬间熄灭。TL494(6)脚RT端除外接定时电阻R810外，还接了Q807支路，在开机瞬间，0807导通，相当于在R810的基础上并联了一只R861与Q807导通内阻的电阻，使定时电阻总阻值降低，振荡器振荡频率升高，利于灯管点亮。随着灯管点亮后高压的建立，Q809导通，拉低了Q807基极电压，Q807截止，此时Q807便不影响振荡器的设定频率。实测TL494(5)脚锯齿波频率开机瞬间约lOOkHz，灯管点亮后降至90kHz左右，符合根据公式计算的结果。
　　此高压电路亮度控制比较简单。驱动板送来的低频PWM调宽脉冲，经过二极管D817隔离后，加到误差放大器f的同相输入端，最终调整输出级的PWM脉冲占空比，达到控制亮度的目的。有的电路是通过调节DTC端电压来实现同样功能的。
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